模拟电路需要什么基础 电子电路知识入门基础教学
虎背什么腰-祝你平安歌词
2023年3月4日发(作者：怎么量罩杯)n
01单元半导体器件基础
半导体的导电特性
导体、绝缘体和半导体
本征半导体的导电特性
杂质半导体的导电特性
PN结
晶体二极管
二极管的结构与伏安特性
半导体二极管的主要参数
半导体二极管的等效电路与开关特性
稳压二极管
晶体三极管
三极管的结构与分类
三极管内部载流子的运动规律、电流分配关系和放大作用
三极管的特性曲线
三极管的主要参数
三极管的开关特性
场效应管
结型场效应管
绝缘栅型场效应管
特殊半导体器件
发光二极管
光敏二极管和光敏三极管
02单元基本放大电路
基本放大电路的工作原理
基本放大电路的组成
直流通路与静态工作点
交流通路与放大原理
放大电路的性能指标
放大电路的图解分析法
放大电路的静态图解分析
放大电路的动态图解分析
输出电压的最大幅度与非线性失真分析
微变等效电路分析法
晶体管的h参数
晶体管的微变等效电路
用微变等效电路法分析放大电路
静态工作点的稳定
温度变化对静态工作点的影响
工作点稳定的电路
场效应管放大电路
场效应管放大电路的静态分析
多级放大电路
多级放大电路的级间耦合方式
多级放大电路的分析方法
放大电路的频率特性
单级阻容耦合放大电路的频率特性
多级阻容耦合放大电路的频率特性
03单元负反馈放大电路
反馈的基本概念和分类
反馈的基本概念和一般表达式
反馈放大电路的类型与判断
负反馈放大电路基本类型举例
电压串联负反馈放大电路
电流并联负反馈放大电路
电流串联负反馈放大电路
电压并联负反馈放大电路
负反馈对放大电路性能的影响
降低放大倍数
提高放大倍数的稳定性
展宽通频带
减小非线性失真
改变输入电阻和输出电阻
负反馈放大电路的分析方法
深度负反馈放大电路的近似计算
*方框图法分析负反馈放大电路
04单元功率放大器
功率放大电路的基本知识
概述
甲类单管功率放大电路
互补对称功率放大电路
OCL类互补放大电路
OTL甲乙类互补对称电路
复合互补对称电路
变压器耦合推挽功率放大电路
05单元直接耦合放大电路
概述
直接耦合放大电路中的零点漂移
基本差动放大电路的分析
基本差动放大电路
基本差动放大电路抑制零点漂移的原理
基本差动放大电路的静态分析
基本差动放大电路的动态分析
差动放大电路的改进
06单元集成运算放大器
集成电路基础知识
集成电路的特点
集成电路恒流源
有源负载的基本概念
集成运放的典型电路及参数
典型集成运放F007电路简介
集成运放的主要技术参数
集成运放的应用
概述
运放的基本连接方式
集成运放在信号运算方面的应用
集成运放在使用中应注意的问题
07单元直流电源
整流电路
半波整流电路
全波整流电路
桥式整流电路
倍压整流电路
滤波电路
电容滤波电路
电感滤波电路
复式滤波电路
有源滤波电路
稳压电路
并联型硅稳压管稳压电路
串联型稳压电路的稳压原理
带有放大环节的串联型稳压电路
稳压电源的质量指标
提高稳压电源性能的措施
08单元正弦波振荡电路
自激振荡原理
自激振荡的条件
自激振荡的建立和振幅的稳定
正弦波振荡电路的组成
LC正弦波振荡电路
变压器反馈式振荡电路
三点式LC振荡电路
三点式LC振荡电路的构成原则
电感三点式振荡电路
电容三点式振荡电路
克拉泼与席勒振荡电路（改进型电容三点式振荡电路）
石英晶体振荡器
石英晶体的基本特性和等效电路
石英晶振：并联型晶体振荡电路
石英晶振：串联型晶体振荡电路
RC振荡电路
RC相移振荡电路
文氏电桥振荡电路
09单元调制、解调和变频
调制方式
调幅
调幅原理
调幅波的频谱
调幅波的功率
调幅电路
检波
小信号平方律检波
大信号直线性检波
调频
调频的特点
调频波的表达式
调频电路：变容二极管调频电路
调频与调幅的比较
鉴频
对称式比例鉴频电路
不对称式比例鉴频电路
变频
变频原理
变频电路
10单元无线广播与接受
无线电广播与接收
无线电波的传播
超外差收音机
超外差收音机方框图
超外差收音机性能指标
LC谐振回路
LC串联谐振回路
LC并联谐振回路
输入回路
统调
中频放大电路
自动增益电路
整机电路分析
半导体导电特性
导体、绝缘体和半导体
自然界的各种物质就其导电性能来说、可以分为导体、绝缘体和半导体三大类。
导体具有良好的导电特性，常温下，其内部存在着大量的自由电子，它们在外电场的作用下做定
向运动形成较大的电流。因而导体的电阻率很小，只有金属一般为导体，如铜、
铝、银等。
绝缘体几乎不导电，如橡胶、陶瓷、塑料等。在这类材料中，几乎没有自由电子，即使受外电场
作用也不会形成电流，所以，绝缘体的电阻率很大，在以上。
半导体的导电能力介于导体和绝缘体之间，如硅、锗、硒等，它们的电阻率通常在
之间。半导体之所以得到广泛应用，是因为它的导电能力受掺杂、温度和光照的
影响十分显著。如纯净的半导体单晶硅在室温下电阻率约为，若按百万分之一的
比例掺入少量杂质（如磷）后，其电阻率急剧下降为，几乎降低了一百万倍。半导
体具有这种性能的根本原因在于半导体原子结构的特殊性。
本征半导体的导电特性
常用的半导体材料是单晶硅（Si）和单晶锗
（Ge）。所谓单晶，是指整块晶体中的原子按
一定规则整齐地排列着的晶体。非常纯净的单晶
半导体称为本征半导体。
一、本征半导体的原子结构
半导体锗和硅都是四价元素，其原子结构示意图
如图Z0102所示。它们的最外层都有4个电子，
带4个单位负电荷。通常把原子核和内层电子看
作一个整体，称为惯性核，如图Z0101所示。
惯性核带有4个单位正电荷，最外层有4个价
电子带有4个单位负电荷，因此，整个原子为电
中性。
二、本征激发
一般来说，共价键中的价电子不完全象绝缘体中价电子所受束缚那样
强，如果能从外界获得一定的能量（如光照、升温、电磁场激发等），一些价电子就可能挣脱共价
键的束缚而成为自由电子。
理论和实验表明：在常温（T＝300K）下，硅共价键中的价电子只要获得大于电离能EG（=
1.1eV）的能量便可激发成为自由电子。本征锗的电离能更小，只有0.72eV。
当共价键中的一个价电子受激发挣脱原子核的束缚成为自由电子的同时，在共价键中便留下了一
个空位子，称为\"空穴\"。当空穴出现时，相邻原子的价电子比较容易离开它所在的共价键而填补到
这个空穴中来使该价电子原来所在共价键中出现一个新的空穴，这个空穴又可能被相邻原子的价电
子填补，再出现新的空穴。价电子填补空穴的这种运动无论在形式上还是效果上都相当于带正电荷
的空穴在运动，且运动方向与价电子运动方向相反。为了区别于自由电子的运动，把这种运动称为
空穴运动，并把空穴看成是一种带正点荷的载流子。
电子一空穴对
本征激发
复合：当自由电子在运动过程中遇到空穴时可能会填充进去从而恢复
一个共价键，与此同时消失一个\"电子一空穴\"对，这一相反过程称为复合。
动态平衡：在一定温度条件下，产生的\"电子一空穴对\"和复合的\"电子一空穴对\"数量相等时，形
成相对平衡，这种相对平衡属于动态平衡，达到动态平衡时\"电子一空穴对\"维持一定的数目。
可见，在半导体中存在着自由电子和空穴两种载流子，而金属导体中只有自由电子一种载流子，
这也是半导体与导体导电方式的不同之处。
杂质半导体的导电特性
PN结
本征半导体的导电能力很弱，热稳定性也很差，因此，不宜直接
用它制造半导体器件。半导体器件多数是用含有一定数量的某种
杂质的半导体制成。根据掺入杂质性质的不同，杂质半导体分为
N型半导体和P型半导体两种。
一、N型半导体
在本征半导体硅（或锗）中掺入微量的5价元素，例如磷，则
磷原子就取代了硅晶体中少量的硅原子，占据晶格上的某些位
置。如图Z0103所示。
由图可见，磷原子最外层有5个价电子，其中4个价电子分别与
邻近4个硅原子形成共价键结构，多余的1个价电子在共价键之
外，只受到磷原子对它微弱的束缚，因此在室温下，即可获得挣
脱束缚所需要的能量而成为自由电子，游离于晶格之间。失去电
子的磷原子则成为不能移动的正离子。磷原子由于可以释放1个
电子而被称为施主原子，又称施主杂质。
在本征半导体中每掺入1个磷原子就可产生1个自由电子，而本
征激发产生的空穴的数目不变。这样，在掺入磷的半导体中，自由
电子的数目就远远超过了空穴数目，成为多数载流子（简称多
子），空穴则为少数载流子（简称少子）。显然，参与导电的主要
是电子，故这种半导体称为电子型半导体，简称N型半导体。
二、P型半导体
在本征半导体硅（或锗）中，若掺入微量的3价元素，如硼，这
时硼原子就取代了晶体中的少量硅原子，占据晶格上的某些位置，
如图Z0104所示。由图可知，硼原子的3个价电子分别与其邻近的
3个硅原子中的3个价电子组成完整的共价键，而与其相邻的另1个
硅原子的共价键中则缺少1个电子，出现了1个空穴。这个空穴被
附近硅原子中的价电子来填充后，使3价的硼原子获得了1个电子
而变成负离子。同时，邻近共价键上出现1个空穴。由于硼原子起
着接受电子的作用，故称为受主原子，又称受主杂质。
在本征半导体中每掺入1个硼原子就可以提供1个空穴，当掺入
一定数量的硼原子时，就可以使半导体中空穴的数目远大于本征激
发电子的数目，成为多数载流于，而电子则成为少数载流子。显然，参与导电的主要是空穴，故这
种半导体称为空穴型半导体，简称P型半导体。
一、PN结的形成
在一块完整的硅片上，用不同
的掺杂工艺使其一边形成N型半
导体，另一边形成P型半导体，
那么在两种半导体交界面附近就
形成了PN结，如图Z0105所
示。由于P区的多数载流子是空
穴，少数载流子是电子；N区多
数载流于是电子，少数载流子是
空穴，这就使交界面两侧明显地
存在着两种载流子的浓度差。因
此，N区的电子必然越过界面向P
区扩散，并与P区界面附近的空
穴复合而消失，在N区的一侧留
下了一层不能移动的施主正离子；同样，P区的空穴也越过界面向N区扩
散，与N区界面附近的电子复合而消失，在P区的一侧，留下一层不能移
动的受主负离子。扩散的结果，使交界面两侧出现了由不能移动的带电离
子组成的空间电荷区，因而形成了一个由N区指向P区的电场，称为内电
场。随着扩散的进行，空间电荷区加宽，内电场增强，由于内电场的作用
是阻碍多子扩散，促使少子漂移，所以，当扩散运动与漂移运动达到动态
平衡时，将形成稳定的空间电荷区，称为PN结。由于空间电荷区内缺少载
流子，所以又称PN结为耗尽层或高阻区。
二、PN结的单向导电性
PN结在未加外加电压时，扩散运动与漂移运动处于动态平衡，通过PN结的电流为零。当电源正极
接P区，负极接N区时，称为给pN结加正向电压或正向偏置，如图Z0106所示。由于PN结是高阻
区，而P区和N区的电阻很小，所以正向电压几乎全部加在PN结两端。在PN结上产生一个外电场，
其方向与内电场相反，在它的推动下，N区的电子要向左边扩散，并与原来空间电荷区的正离子中和，
使空间电荷区变窄。同样，P区的空穴也要向右边扩散，并与原来空间电荷区的负离子中和，使空间电
荷区变窄。结果使内电场减弱，破坏了PN结原有的动态平衡。于是扩散运动超过了漂移运动，扩散又
继续进行。与此同时，电源不断向P区补充正电荷，向N区补充负电荷，结果在电路中形成了较大的
正向电流IF。而且IF随着正向电压的增大而增大。
当电源正极接N区、负极接P区时，称为给PN结加反向电压或反向偏置。反向电压产生的外加电
场的方向与内电场的方向相同，使PN结内电场加强，它把P区的多子（空穴）和N区的多子（自由电
子）从PN结附近拉走，使PN结进一步加宽，PN结的电阻增大，打破了PN结原来的平衡，在电场
作用下的漂移运动大于扩散运动。这时通过PN结的电流，主要是少子形成的漂移电流，称为反向电流
IR。由于在常温下，少数载流子的数量不多，故反向电流很小，而且当外加电压在一定范围内变化时，
它几乎不随外加电压的变化而变化，因此反向电流又称为反向饱和电流。当反向电流可以忽略时，就可
认为PN结处于截止状态。值得注意的是，由于本征激发随温度的升高而加剧，导致电子一空穴对增
多，因而反向电流将随温度的升高而成倍增长。反向电流是造成电路噪声的主，要原因之一，因此，在
设计电路时，必须考虑温度补偿问题。
综上所述，PN结正偏时，正向电流较大，相当于PN结导通，反偏时，反向电流很小，相当于PN
结截止。这就是PN结的单向导电性。
三、PN结的击穿特性
当PN结上加的反向电压增大到一定数值时，反向电流突然剧增，这种现象称为PN结的反向击穿。
PN结出现击穿时的反向电压称为反向击穿电压，用VB表示。反向击穿可分为雪崩击穿和齐纳击穿两
类。
1．雪崩击穿
当反向电压较高时，结内电场很强，使得在结内作漂移运动的少数载流子获得很大的动能。当它与
结内原子发生直接碰撞时，将原子电离，产生新的\"电子一空穴对\"。这些新的\"电子一空穴对\"，又被强
电场加速再去碰撞其它原子，产生更多的\"电子一空穴对\"。如此链锁反应，使结内载流子数目剧增，并
在反向电压作用下作漂移运动，形成很大的反向电流。这种击穿称为雪崩击穿。显然雪崩击穿的物理本
质是碰撞电离。
2．齐纳击穿
齐纳击穿通常发生在掺杂浓度很高的PN结内。由于掺杂浓度很高，PN结很窄，这样即使施加较小
的反向电压（5V以下），结层中的电场却很强（可达左右）。在强电场作用下，会强
行促使PN结内原子的价电子从共价键中拉出来，形成\"电子一空穴对\"，从而产生大量的载流子。它们
在反向电压的作用下，形成很大的反向电流，出现了击穿。显然，齐纳击穿的物理本质是场致电离。
采取适当的掺杂工艺，将硅PN结的雪崩击穿电压可控制在8～1000V。而齐纳击穿电压低于5V。
在5～8V之间两种击穿可能同时发生。
晶体二极管
二极管的结构与伏安特性
晶体二极管也称半导体二极管，它是在PN结上
加接触电极、引线和管壳封装而成的。按其结构，
通常有点接触型和面结型两类。常用符号如图
Z0107中V、VD（本资料用D）来表示。
点接触型适用于工作电流小、工作频率高的场
合；（如图Z0108）
面结合型适用于工作电流较大、工作频率较低的场合；（如图Z0109）
平面型适用于工作电流大、功率大、工作频率低的场合。（如图Z0110）
按使用的半导体材料分，有硅二极管和锗二极管；按用途分，有普通二极管、整流二极
管、检波二极管、混频二极管、稳压二极管、开关二极管、光敏二极管、变容二极管、光电
二极管等。
二极管是由一个PN结构成的，它的主要特性就是单向导电性，通常主要用它的伏安特性
来表示。
二极管的伏安特性是指流过二极管的电流iD与加于二极管两端的电压uD之间的关系或
曲线。用逐点测量的方法测绘出来或用晶体管图示仪显示出来的U～I曲线，称二极管的伏
安特性曲线。图Z0111是二极管的伏安特性曲线示意图，依此为例说明其特性。
一、正向特性
由图可以看出，当所加的正向电压为零时，电流为零；当正向电压较小时，由于外电场远不
足以克服PN结内电场对多数载流子扩散运动所造成的阻力，故正向电流很小（几乎为
零），二极管呈现出较大的电阻。这段曲线称为死区。
当正向电压升高到一定值Uγ（Uth）以后内电场被显著减弱，正向电流才有明显增加。
Uγ被称为门限电压或阀电压。Uγ视二极管材料和温度的不同而不同，常温下，硅管一般为
0.5V左右，锗管为0.1V左右。在实际应用中，常把正向特性较直部分延长交于横轴的一
点，定为门限电压Uγ的值，如图中虚线与U轴的交点。
当正向电压大于Uγ以后，正向电流随正向电压几乎线性增长。把正向电流随正向电压线
性增长时所对应的正向电压，称为二极管的导通电压，用UF来表示。通常，硅管的导通电
压约为0.6～0.8V（一般取为0.7V），锗管的导通电压约为0.1～0.3V（一般取为
0.2V）。
二、反向特性
当二极管两端外加反向电压时，PN结内电场进一步增强，使扩散更难进行。这时只有少
数载流子在反向电压作用下的漂移运动形成微弱的反向电流IR。反向电流很小，且几乎不随
反向电压的增大而增大（在一定的范围内），如图Z0111中所示。但反向电流是温度的函
数，将随温度的变化而变化。常温下，小功率硅管的反向电流在nA数量级，锗管的反向电
流在μA数量级。
三、反向击穿特性
当反向电压增大到一定数值UBR时，反向电流剧增，这种现象称为二极管的击穿，UBR
（或用VB表示）称为击穿电压，UBR视不同二极管而定，普通二极管一般在几十伏以上且
硅管较锗管为高。
击穿特性的特点是，虽然反向电流剧增，但二极管的端电压却变化很小，这一特点成为
制作稳压二极管的依据。
四、二极管伏安特性的数学表达式
由理论分析可知，二极管的伏安特性可近似用下面的数学表达式来表示：
式中，iD为流过二极管的电流，uD。为加在二极管两端的电压，VT称为温度的电压当量，
与热力学温度成正比，表示为
VT=kT／q其中T为热力学温度，单位是K；q是电子的电荷量，；k为玻
耳兹曼常数，室温下，可求得VT=26mV。IR（sat）是二极管的反向
饱和电流。
五、温度对二极管伏安特性的影响
二极管是温度的敏感器件，温度的变化对其伏安特性的影响主要表现为：随着温度的升
高，其正向特性曲线左移，即正向压降减小；反向特性曲线下移，即反向电流增大。一般在
室温附近，温度每升高1°C，其正向压降减小2～2.5mV；温度每升高10°C：，反向电流大
约增大1倍左右。
综上所述，二极管的伏安特性具有以下特点：
①二极管具有单向导电性；
②二极管的伏安特性具有非线性；
③二极管的伏安特性与温度有关。
半导体二极管的主要参数
描述二极管特性的物理量称为二极管的参数，它是反映二极管电性能的质量指标，是合
理选择和使用二极管的主要依据。在半导体器件手册或生产厂家的产品目录中，对各种型号
的二极管均用表格列出其参数。二极管的主要参数有以下几种：
1．最大平均整流电流IF（AV）
IF（AV）是指二极管长期工作时，允许通过的最大正向平均电流。它与PN结的面积、材
料及散热条件有关。实际应用时，工作电流应小于IF（AV），否则，可能导致结温过高而
烧毁PN结。
2．最高反向工作电压VRM
VRM是指二极管反向运用时，所允许加的最大反向电压。实际应用时，当反向电压增加
到击穿电压VBR时，二极管可能被击穿损坏，因而，VRM通常取为（1/2～2/3）VBR。
3．反向电流IR
IR是指二极管未被反向击穿时的反向电流。理论上IR=IR（sat），但考虑表面漏电等因
素，实际上IR稍大一些。IR愈小，表明二极管的单向导电性能愈好。另外，IR与温度密
切相关，使用时应注意。
4．最高工作频率fM
fM是指二极管正常工作时，允许通
过交流信号的最高频率。实际应用
时，不要超过此值，否则二极管的单
向导电性将显著退化。fM的大小主要
由二极管的电容效应来决定。
5．二极管的电阻
就二极管在电路中电流与电压的关
系而言，可以把它看成一个等效电
阻，且有直流电阻与交流电阻之别。
（1）直流等效电阻RD
直流电阻定义为加在二极管两端的
直流电压UD与流过二极管的直流电
流ID之比，即
RD的大小与二极管的工作点有关。通
常用万用表测出来的二极管电阻即直
流电阻。不过应注意的是，使用不同
的欧姆档测出来的直流等效电阻不
同。其原因是二极管工作点的位置不
同。一般二极管的正向直流电阻在几十欧姆到几千欧姆之间，反向直流电阻在几十千欧姆到
几百千欧姆之间。正反向直流电阻差距越大，二极管的单向导电性能越好。
（2）交流等效电阻rd
rd亦随工作点而变化，是非线性电阻。通常，二极管的交流正向电阻在几～几十欧姆之
间。
需要指出的是，由于制造工艺的限制，即使是同类型号的二极管，其参数的分散性很
大。通常半导体手册上给出的参数都是在一定测试条件下测出的，使用时应注意条件。
半导体二极管的型号命名
二极管的型号命名通常根据国家标准GB-249-74规定，由五部分组成。第一部分用数字
表示器件电极的数目；第二部分用汉语拼音字母表示器件材料和极性；第三部分用汉语拼音
字母表示器件的类型；第四部分用数字表示器件序号；第五部分用汉语拼音字母表示规格
号。如表Z101所示。
半导体二极管的等效电路与开关特性
一、二极管的电容效应
二极管具有电容效应。它的电容包括势垒电容CB和扩散电容CD。
1．势垒电容CB（Cr）
前面已经讲过，PN结内缺少导电的载流子，其电导率很低，相当于介质；而PN结两侧的P
区、N区的电导率高，相当于金属导体。从这一结构来看，PN
结等效于一个电容器。
事实上，当PN结两端加正向电压时，PN结变窄，结中空间
电荷量减少，相当于电容\"放电\"，当PN结两端加反向电压时，
PN结变宽，结中空间电荷量增多，相当于电容\"充电\"。这种现
象可以用一个电容来模拟，称为势垒电容。势垒电容与普通电
容不同之处，在于它的电容量并非常数，而是与外加电压有
关。当外加反向电压增大时，势垒电容减小；反向电压减小
时，势垒电容增大。目前广泛应用的变容二极管，就是利用PN
结电容随外加电压变化的特性制成的。
2．扩散电容CD
PN结正向偏置时，N区的电子向P区扩散，在P区形成一定的非平衡载流子的浓度分布，即靠
近PN结一侧浓度高，远离PN结的一侧浓度低。显然，在P区积累了电子，即存贮了一定数量的
负电荷；同样，在N区也积累了空穴，即存贮了一定数即正电荷。当正向电压加大时，扩散增强，
这时由N区扩散到P区的电子数和由P区扩散到N区的空穴数将增多，致使在两个区域内形成了
电荷堆积，相当于电容器的充电。相反，当正向电压减小时，扩散减弱，即由N区扩散到P区的电
子数和由P区扩散到N区的空穴数减少，造成两个区域内电荷的减少，、这相当于电容器放电。因
此，可以用一个电容来模拟，称为扩散电容。
总之，二极管呈现出两种电容，它的总电容Cj相当于两者的并联，即Cj＝CB+CD。二极管正向
偏置时，扩散电容远大于势垒电容Cj≈CD；而反向偏置时，扩散电容可以忽略，势垒电容起主要
作用，Cj≈CB。
二、二极管的等效电路
二极管是一个非线性器件，对于非线性电路的分析与计算是比较复杂的。为了使电路的分析简
化，可以用线性元件组成的电路来模拟二极管。使线性电路的电压、电路关系和二极管外特性近似
一致，那么这个线性电路就称为二极管的等效电路。显然等效电路是在一定条件下的近似。
二极管应用于直流电路时，常用一个理想二极管模型来等效，可把它看成一个理想开关。正偏
时，相当于\"开关\"闭合（ON），电阻为零，压降为零；反偏时，相当于\"开关\"断开（OFF），电阻
为无限大，电流为零。由于理想二极管模型突出表现了二极管最基本的特性--单向导电性，所以广
泛应用于直流电路及开关电路中。
在直流电路中如果考虑到二极管的电阻和门限电压的影响。实际二极管可用图Z0112所示的电路
来等效。
在二极管两端加直流偏置电压和工作在交流小信号的条件下，可以用简化的电路来等效。图中rs
为二极管P区和N区的体电阻。
三、二极管的开关特性
二极管正偏时导通，相当于开关的接通；反偏时截止相当于开关的断开，表明二极管具有开关特
性。不过一个理想的开关，在接通时开关本身电阻为零，压降为零，而断开时电阻为无穷大，电流
为零，而且要求在高速开关时仍具有以上特性，不需要开关时间。但实际二极管作为开关运用，并
不是太理想的。因为二极管正向导通时，其正向电阻和正向降压均不为零；反向戳止时，其反向电
阻也不是无穷大，反向电流也不为零。并且二极管开、关状态的转换需要一定时间．这就限制了它
的开关速度。因此作开关时，应选用正向电阻RF小、反向电阻RR大、开关时间小的开关二极管。
稳压二极管
硅稳压二极管（简称硅稳压
管）实质上是一个硅晶体二极
管。稳压二极管的实例和管子的
符号如图Z0113所示。
1．二极管的击穿现象
由二极管的伏安特性可知，当
加于它两端的反偏电压超过反向
击穿电压之后，二极管将发生击
穿现象。二极管的击穿通常有三种情况，即雪崩击穿、齐纳击穿和热击穿。
（1）雪崩击穿
对于掺杂浓度较低的PN结，结较厚，当外加反向电压高到一定数值时，因外电场过强，使PN
结内少数载流子获得很大的动能而直接与原子碰撞，将原子电离，产生新的电子空穴对，由于链锁
反应的结果，使少数载流子数目急剧增多，反向电流雪崩式地迅速增大，这种现象叫雪崩击穿。雪
崩击穿通常发生在高反压、低掺杂的情况下。
（2）齐纳击穿
对于采用高掺杂（即杂质浓度很大）形成的PN结，由于结很薄（如0.04μm）即使外加电压并不
高（如4V），就可产生很强的电场（如）将结内共价键中的价电子拉出来，产生大量的
电子一空穴对，使反向电流剧增，这种现象叫齐纳击穿（因齐纳研究而得名）。齐纳击穿一般发生
在低反压、高掺杂的情况下。
（3）热击穿
在使用二极管的过程中，如由于PN结功耗（反向电流与反向电压之积）过大，使结温升高，电
流变大，循环反复的结果，超过PN结的允许功耗，使PN结击穿的现象叫热击穿。热击穿后二极
管将发生永久性损坏。
对于硅PN结，击穿电压在7V以上的为雪崩击穿；4V以下的为齐纳击穿；在。4～7V之间的两
种情况都有。无论哪种击穿，只要控制反向电流的数值不致引起热击穿，当反向电压下降到击穿电
压以下，其性能可以恢复到未击穿前的状况。
2.稳压管的击穿特性稳压管的正向特性与一般二极管相同，而反向击穿特性很陡峭。
3.稳压管的主要参数
（1）稳定电压VZ
Vz稳压管反向击穿后其电流为规定值时它两端的电压值。不同型号的稳压管其Vz的范围不同；
同种型号的稳压管也常因工艺上的差异而有一定的分散性。所以，Vz一般给出的是范围值，例如
2CW11的Vz在3.2～4.5V（测试电流为10mA）。当然，二极管（包括稳压管）的正向导通特性
也有稳压作用，但稳定电压只有0.6～0.8V，且随温度的变化较大，故一般不常用。
（2）稳定电流IZ
IZ是指稳压管正常工作时的参考电流。Iz通常在最小稳定电流IZmin与最大稳定电流IZmax之间。
其中IZmin是指稳压管开始起稳压作用时的最小电流，电流低于此值时，稳压效果差；IZmax是指稳
压管稳定工作时的最大允许电流，超过此电流时，只要超过额定功耗，稳压管将发生永久性击穿。
故一般要求IZmin＜Iz＜IZmax。
（3）动态电阻rZ
rZ是指在稳压管正常工作的范围内，电压的微变量与电流的微变量之比。rZ越小，表明稳压管
性能越好。
（4）额定功耗PZ
Pz是由管子温升所决定的参数，Pz＝VzIZmax。
（5）温度系数α
α是指Vz受温度影响的程度。硅稳压管在VZ＜4V时α＜0；在VZ＞7V时，α＞0；在VZ=4～
7V时，α很小
三极管的结构与分类
晶体三极管
晶体三极管又称半导体三极管，简称晶体管或三极管。在三极管内，有两种载流子：电子与空
穴，它们同时参与导电，故晶体三极管又称为双极型晶体三极管，简记为BJT（英文Bipo1ar
JunctionTransistor的缩写）。它的基本功能是具有电流放大作用。
一、结构
图Z0113和图Z0114给出了NPN和PNP型两类三极管的结构示意图和表示符号。它有两个PN
结（分别称为发射结和集电结），三个区（分别称为发射区、基区和集电区），从三个区域引出三
个电极（分别称为发射极e、基极b和集电极c）。发射极的箭头方向代表发射结正向导通时的电
流的实际流向。
为了保证三极管具有良好的电流放大作用，在制造三极管的工艺过程中，必须作到：
①使发射区的掺杂浓度最高，以有效地发射载流子；
②使基区掺杂浓度最小，且区最薄，以有效地传输载流子；
③使集电区面积最大，且掺杂浓度小于发射区，以有效地收集载流子。
二、分类
在实际应用中，从不同的角度对三极管可有不同的分类方法。
按材料分，有硅管和锗管；
按结构分，有NPN型管和PNP型管；
按工作频率分，有高频管和低频管；
按制造工艺分，有合金管和平面管；
按功率分，有中、小功率管和大功率管等等。
三极管内部载流子的运动规律、电流分配关系和放大作用
一、三极管的三种连接方式
三极管在电路中的连接方式有三种：①共基极接法；②共发射极接法，
③共集电极接法。如图Z0115所示。共什么极是指电路的输入端及输出端
以这个极作为公共端。必须注意，无论那种接法，为了使三极管具有正常
的电流放大作用，都必须外加大小和极性适当的电压。即必须给发射结加
正向偏置电压，发射区才能起到向基区注入载流子的作用；必须给集电结
加反向偏置电压（一般几～几十伏），在集电结才能形成较强的电场，才
能把发射区注入基区，并扩散到集电结边缘的载流子拉入集电区，使集电
区起到收集载流子的作用。
二、三极管内部载流子的运动规律
在发射结正偏、集电结反偏的条件下，三极管内部载流子的运动，可分为3个过程，下面以
NPN型三极管为例来讨论（共射极接法）。
1．发射区向基区注入载流子的过程
由于发射结外加正向电压，发射区的电子载流子源源不断地注入基区，基区的多数载流子空穴，
也要注入发射区。如图Z0116所示，二者共同形成发射极电流IE。但是，由于基区掺杂浓度比发
射区小2～3个数量级，注入发射区的空穴流与注入基区的电子流相比，可略去。
2.载流子在基区中扩散与复合的过程
由发射区注入基区的电子载流子，其浓度从发射结边缘到集电结边缘是逐渐递减的，即形成了一定
的浓度梯度，因而，电子便不断地向集电结方向扩散。由于基区宽度制作得很小，且掺杂浓度也很
低，从而大大地减小了复合的机会，使注入基区的95％以上的电子载流子都能到达集电结。故基
区中是以扩散电流为主的，且扩散与复合的比例决定了三极管的电流放大能力。
3．集电区收集载流子的过程
集电结外加较大的反向电压，使结内电场很强，基区中扩散到集电结边缘的电子，受强电场的作
用，迅速漂移越过集电结而进入集电区，形成集电极电流Inc。另一方面，集电结两边的少数载流
子，也要经过集电结漂移，在c，b之间形成所谓反向饱和电流ICBO，不过，ICBO一般很小，因而
集电极电流
INC+ICBO≈INCGS0105
同时基极电流
IB=IPB+IE-ICBO≈IPB-ICBOGS0106
反向饱和电流ICBO与发射区无关，对放大作用无贡献，但它是温度的函数，是管子工作不稳定
的主要因素。制造时，总是尽量设法减小它。
三、三极管的电流分配关系与放大作用
1．电流分配关系
由图Z0116可知，三极管三个电极上的电流组成如下：
发射极电流IE
IE＝INE＋IPE≈INEGS0107
基极电流IB
IB=IPB+IPE-ICBO≈IPB-ICBO
集电极电流IC
IC=INC+ICBO≈INC
同时由图Z0116也可看出
INE＝INC＋IPBGS0108
由以上诸式可得到
IE＝IC＋IBGS0109
它表明，发射极电流IE按一定比例分配为集电极电流Ic和基极电流IB两个部分，因而晶体三极
管实质上是一个电流分配器件。对于不同的晶体管，尽管IC与IB的比例是不同的，但上式总是成
立的，所以它是三极管各极电流之间的基本关系式。
由图Z0116也可以看出，INC代表由发射区注入基区进而扩散到集电区的电子流，IPB代表从发射区
注入基区被复合后形成的电流。对于一个特定的三极管，这二者的比例关系是确定的，通常将这个
比值称为共发射极直流电流放大系数。用表示，
即
如果忽略ICBO，则
该式说明IB对IC有控制作用。
变换一下式GS0110，可写成
令则上式可写成:
此式表明，集电极电流由两部分组成：一部分是，它表示IC与IB的比例关系，另一部分是
称为穿透电流其意义将在三极管参数中介绍。
综合共射极三极管的电流分配关系，可写为
三极管的电流分配关系还可以用由发射区传输到集电区的电子流INC与发射极总发射的电子流IE
之间的比例关系来表示。将这二者的比值称为共基极直流电流放大系数，用表示
即:
由于IC=INC＋IICBO，且IC＞＞ICBO，故:
该式说明IE对IC也有控制作用。
由上可得出共基极电流分配关系为
和都是描述三极管的同一过程，它们之间必然存在着内在联系。由它们各自的表达式知：
即:
一般≤1（约0.9～0.99），>>1（约20～200）。
2．三极管的放大作用
图Z0117为共射接法的三极管放大电路。待放大的输入信号ui接在基极回路，负载电阻Rc接在集
电极回路，Rc两端的电压变化量uo就是输出电压。由于发射结电压增加了ui（由UBE变成UBE+
uI）引起基极电流增加了ΔIB，集电极电流随之增加了ΔIC，ΔIC=βΔIB，它在RC形成输出电压
uo=ΔICRC=βΔIBRC。
只要Rc取值较大，便有uo>>?fontsize=\"+1\">ui，从而实现了放大。
三极管的特性曲线
三极管外部各极电压和电
流的关系曲线，称为三极管
的特性曲线，又称伏安特性
曲线。它不仅能反映三极管
的质量与特性，还能用来定
量地估算出三极管的某些参
数，是分析和设计三极管电路的重要依据。
对于三极管的不同连接方式，有着不同的特性曲线。应用最广泛的是
共发射极电路，其基本测试电路如图Z0118所示，共发射极特性曲线可以用描点法绘出，也可以由
晶体管特性图示仪直接显示出来。
一、输入特性曲线
在三极管共射极连接的情况下，当集电极与发射极之间的电压UBE维持不同的定值时，
UBE和IB之间的一簇关系曲线，称为共射极输入特性曲线，如图Z0119所示。输入特性曲线的数
学表达式为：
IB＝f（UBE）|UBE=常数GS0120
由图Z0119可以看出这簇曲线，有下面几个特点：
（1）UBE=0的一条曲线与二极管的正向特性相似。这是因为UCE=0时，集电极与发射极短
路，相当于两个二极管并联，这样IB与UCE的关系就成
了两个并联二极管的伏安特性。
（2）UCE由零开始逐渐增大时输入特性曲线右移，而
且当UCE的数值增至较大时（如UCE＞1V），各曲线几
乎重合。这是因为UCE由零逐渐增大时，使集电结宽度
逐渐增大，基区宽度相应地减小，使存贮于基区的注入
载流子的数量减小，复合减小，因而IB减小。如保持IB
为定值，就必须加大UBE，故使曲线右移。当UCE较大
时（如UCE＞1V），集电结所加反向电压，已足能把注
入基区的非平衡载流子绝大部分都拉向集电极去，以致
UCE再增加，IB也不再明显地减小，这样，就形成了各
曲线几乎重合的现象。
（3）和二极管一样，三极管也有一个门限电压Vγ，通常硅管约为0.5～0.6V，锗管约为0.1～
0.2V。
二、输出特性曲线
输出特性曲线如图Z0120所示。测试电路如图Z0117。
输出特性曲线的数学表达式为：
由图还可以看出，输出特性曲线可分为三个区域：
（1）截止区：指IB=0的那条特性曲线以下的区域。在此区域里，三极管的发射结和集电结都处
于反向偏置状态，三极管失去了放大作用，集电极只有微小的穿透电流IcEO。
（2）饱和区：指绿色区域。在此区域内，对应不同IB值的输出特性曲线簇几乎重合在一起。也
就是说，UCE较小时，Ic虽然增加，但Ic增加不大，即IB失去了对Ic的控制能力。这种情况，称
为三极管的饱和。饱和时，三极管的发射给和集电结都处于正向偏置状态。三极管集电极与发射极
间的电压称为集一射饱和压降，用UCES表示。UCES很小，通常中小功率硅管UCES＜0.5V；三极
管基极与发射极之间的电压称为基一射饱和压降，以UCES表示，硅管的UCES在0．8V左右。
OA线称为临界饱和线（绿色区域右边缘线），在此曲线上的每一点应有
|UCE|=|UBE|。它是各特性曲线急剧拐弯点的连线。在临界饱和状态下的三极管，其集电极电流称
为临界集电极电流，以Ics表示；其基极电流称为临界基极电流，以IBS表示。这时Ics与IBS的关
系仍然成立。
（3）放大区：在截止区以上，介于饱和区与击穿区之间的区域为放大区。在此区域内，特性曲
线近似于一簇平行等距的水平线，Ic的变化量与IB的变量基本保持线性关系，即ΔIc=βΔIB，且
ΔIc>>ΔIB，就是说在此区域内，三极管具有电流放大作用。此外集电极电压对集电极电流的控制
作用也很弱，当UCE＞1V后，即使再增加UCE，Ic几乎不再增加，此时，若IB不变，则三极管可
以看成是一个恒流源。
在放大区，三极管的发射结处于正向偏置，集电结处于反向偏置状态。
三极管的主要参数
三极管的参数反映了三极管各种性能的指标，是分析三极管电路和选用三极管的依据。
一、电流放大系数
1．共发射极电流放大系数
（1）共发射极直流电流放大系数，它表示三极管在共射极连接时，某工作点处直流电流IC与
IB的比值，当忽略ICBO时
（2）共发射极交流电流放大系数β它表示三极管共射极连接、且UCE恒定时，集电极电流变化
量ΔIC与基极电流变化量ΔIB之比，即
管子的β值大小时，放大作用差；β值太大时，工作性能不稳定。因此，一般选用β为30～80
的管子。
2．共基极电流放大系数
共基极直流电流放大系数它表示三极管在共基极连接时，某工作点处IC与IE的比值。在忽略
ICBO的情况下
（2）共基极交流电流放大系数α，它表示三极管作共基极连接时，在UCB恒定的情况下，IC和
IE的变化量之比，即：
通常在ICBO很小时，与β，与α相差很小，因此，实际使用中经常混用而不加区别。
二、极间反向电流
1．集-基反向饱和电流ICBO
ICBO是指发射极开路，在集电极与基极之间加上一定的反向电压时，所对应的反向电流。它是少
子的漂移电流。在一定温度下，ICBO是一个常量。随着温度的升高ICBO将增大，它是三极管工作
不稳定的主要因素。在相同环境温度下，硅管的ICBO比锗管的ICBO小得多。
2．穿透电流ICEO
ICEO是指基极开路，集电极与发射极之间加一定反向电压时的集电极电流。ICEO与ICBO的关系
为：
ICEO=ICBO＋ICBO＝（1＋）ICBOGS0125
该电流好象从集电极直通发射极一样，故称为穿透电流。ICEO和ICBO一样，也是衡量三极管热
稳定性的重要参数。
三、频率参数
频率参数是反映三极管电流放大能力与工作频率关系的参数，表征三极管的频率适用范围。
1．共射极截止频率fβ
三极管的β值是频率的函数，中频段β=βo几乎与频率无关，但是随着频率的增高，β值下降。
当β值下降到中频段βO1／倍时，所对应的频率，称为共射极截止频率，用fβ表示。
2．特征频率fT
当三极管的β值下降到β＝1时所对应的频率，称为特征频率。在fβ～fT的范围内，β值与f几乎
成线性关系，f越高，β越小，当工作频率f＞fT，时，三极管便失去了放大能力。
四、极限参数
1．最大允许集电极耗散功率PCM
PCM是指三极管集电结受热而引起晶体管参数的变化不超过所规定的允许值时，集电极耗散的最
大功率。当实际功耗Pc大于PCM时，不仅使管子的参数发生变化，甚至还会烧坏管子。PCM可由
下式计算：
PCM＝ICUCEGS0126
当已知管子的PCM时，利用上式可以在输出特性曲线上画出PCM曲线。
2．最大允许集电极电流ICM
当IC很大时，β值逐渐下降。一般规定在β值下降到额定值的2／3（或1／2）时所对应的集电
极电流为ICM当IC＞ICM时，β值已减小到不实用的程度，且有烧毁管子的可能。
3．反向击穿电压BVCEO与BVCEO
BVCEO是指基极开路时，集电极与发射极间的反向击穿电压。
BVCBO是指发射极开路时，集电极与基极间的反向击穿电压。一般情况下同一管子的
BVCEO（0.5～0.8）BVCBO。三极管的反向工作电压应小于击穿电压的（1／2～1／3），以保证
管子安全可靠地工作。
三极管的3个极限参数PCM、ICM、BVCEO和前面讲的临界饱和线、截止线所包围的区域，便是
三极管安全工作的线性放大区。一般作放大用的三极管，均须工作于此区。
三极管的开关特性
在脉冲与数字电路中，三极管作为最基本的开关元件得到了普遍的应用。三极管工作在饱和状态
时，其UCES≈0，相当于开关的接通状态；工作在截止状态时，IC≈0，相当于开关的断开状态，因
此，三极管可当做开关器件使用。
（这部分内容将在16单元：\"脉冲波形的产生与整形\"中再作详细介绍。）
结型场效应管
场效应管
场效应管（FjeldEffectTransistor简称FET）是利用电场效应来控制半导体中电流的一种半导体
器件，故因此而得名。场效应管是一种电压控制器件，只依靠一种载流子参与导电，故又称为单极
型晶体管。与双极型晶体三极管相比，它具有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强、
功耗小、制造工艺简单和便于集成化等优点。
场效应管有两大类，结型场效应管JFET和绝缘栅型场效应管IGFET，后者性能更为优越，发展
迅速，应用广泛。图Z0121为场效应管的类型及图形、符号。
一、结构与分类
图Z0122为N沟道结型场效应管结构示意图和它的图形、符号。它是在同一块N型硅片的两侧
分别制作掺杂浓度较高的P型区（用P+表示），形成两个对称的PN结，将两个P区的引出线连在
一起作为一个电极，称为栅极（g），在N型硅片两端各引出一个电极，分别称为源极（s）和漏极
（d）。在形成PN结过程中，由于P+区是重掺杂区，所以N一区侧的空间电荷层宽度远大
二、工作原理
N沟道和P沟道结型场效应管的工作原理完全相同，只是偏置电压的极性和载流子的类型不同而
已。下面以N沟道结型场效应管为例来分析其工作原理。电路如图Z0123所示。由于栅源间加反
向电压，所以两侧PN结均处于反向偏置，栅源电流几乎为零。漏源之间加正向电压使N型半导体
中的多数载流子-电子由源极出发，经过沟道到达漏极形成漏极电流ID。
1．栅源电压UGS对导电沟道的影响（设UDS＝0）
在图Z0123所示电路中，UGS＜0，两个PN结处于反向偏置，耗尽层有一定宽度，ID=0。若|UGS|
增大，耗尽层变宽，沟道被压缩，截面积减小，沟道电阻增大；若|UGS|减小，耗尽层变窄，沟道
变宽，电阻减小。这表明UGS控制着漏源之间的导电沟道。当
UGS负值增加到某一数值VP时，两边耗尽层合拢，整个沟道被
耗尽层完全夹断。（VP称为夹断电压）此时，漏源之间的电阻趋
于无穷大。管子处于截止状态，ID＝0。
2．漏源电压UGS对漏极电流ID的影响（设UGS＝0）
当UGS＝0时，显然ID＝0；当UDS＞0且尚小对，P+N结因加反
向电压，使耗尽层具有一定宽度，但宽度上下不均匀，这是由于
漏源之间的导电沟道具有一定电阻，因而漏源电压UDS沿沟道递
降，造成漏端电位高于源端电位，使近漏端PN结上的反向偏压
大于近源端，因而近漏端耗尽层宽度大于近源端。显然，在UDS
较小时，沟道呈现一定电阻，ID随UDS成线性规律变化（如图
Z0124曲线OA段）；若UGS再继续增大，耗尽层也随之增宽，
导电沟道相应变窄，尤其是近漏端更加明显。由于沟道电阻的增
大，ID增长变慢了（如图曲线AB段），当UDS增大到等于|VP|
时，沟道在近漏端首先发生耗尽层相碰的现象。这种状态称为预
夹断。这时管子并不截止，因为漏源两极间的场强已足够大，完
全可以把向漏极漂移的全部电子吸引过去形成漏极饱和电流IDSS
（这种情况如曲线B点）：当UDS＞|VP|再增加时，耗尽层从近漏
端开始沿沟道加长它的接触部分，形成夹断区。由于耗尽层的电阻比沟道电阻大得多，所以比|VP|
大的那部分电压基本上降在夹断区上，使夹断区形成很强的电场，它完全可以把沟道中向漏极漂移
的电子拉向漏极，形成漏极电流。因为未被夹断的沟道上的电压基本保持不变，于是向漏极方向漂
移的电子也基本保持不变，管子呈恒流特性（如曲线BC段）。但是，如果再增加UDS达到BUDS
时（BUDS称为击穿电压）进入夹断区的电子将被强电场加速而获得很大的动能，这些电子和夹断
区内的原子碰撞发生链锁反应，产生大量的新生载流予，使ID急剧增加而出现击穿现象（如曲线
CD段）。
由此可见，结型场效应管的漏极电流ID受UGS和UDS的双重控制。这种电压的控制作用，是场
效应管具有放大作用的基础。
三、特性曲线
1．输出特性曲线
输出特性曲线是栅源电压UGS取不同定值时，漏极电流ID随漏源电压UDS变化的一簇关系曲
线，如图Z0124所示。由图可知，各条曲线有共同的变化规律。UGS越负，曲线越向下移动）这是
因为对于相同的UDS，UGS越负，耗尽层越宽，导电沟道越窄，ID越小。
由图还可看出，输出特性可分为三个区域即可变电阻区、恒流区和击穿区。\"
◆可变电阻区：预夹断以前的区域。其特点是，当0＜UDS＜|VP|时，ID几乎与UDS呈线性关系增
长，UGS愈负，曲线上升斜率愈小。在此区域内，场效应管等效为一个受UGS控制的可变电阻。
◆恒流区：图中两条虚线之间的部分。其特点是，当UDS＞|VP|时，ID几乎不随UDS变化，保持
某一恒定值。ID的大小只受UGS的控制，两者变量之间近乎成线性关系，所以该区域又称线性放
大区。
◆击穿区：右侧虚线以右之区域。此区域内UDS＞BUDS，管子被击穿，ID随UDS的增加而急剧
增加。
2．转移特性曲线
当UDS一定时，ID与UGS之间的关系曲线称为转移特性曲线。实验表明，当UDS＞|VP|后，即恒
流区内，ID受UDS影响甚小，所以转移特性通常只画一条。在工程计算中，与恒流区相对应的转
移特性可以近似地用下式表示：
式GS0127中VP≤UGS≤0，IDSS是UGS＝0时的漏极饱和电流。
绝缘栅型场效应管
在结型场效应管中，栅极和沟道间的PN结是反向偏置的，所
以输入电阻很大。但PN结反偏时总会有一些反向电流存在，这
就限制了输入电阻的进一步提高。如果在栅极与沟道间用一绝缘
层隔开，便制成了绝缘栅型场效应管，其输入电阻可提高到
。根据绝缘层所用材料之不同，绝缘栅场效应
管有多种类型，目前应用最广泛的一种是以二氧化硅（SiO2）为
绝缘层的金属一氧化物一半导体（Meial-Oxide-Semiconductor）
场效应管，简称MOS场效应管（MOSFET）。它也有N沟道和
P沟道两类，每类按结构不同又分为增强型和耗尽型。
一、增强型MOS管
1．结构与符号
图Z0125是N沟道增强型MOS管的结构示意图和符号。它是
在一块P型硅衬底上，扩散两个高浓度掺杂的N+区，在两个N+
区之间的硅表面上制作一层很薄的二氧化硅（SiO2）绝缘层，然
后在SiO2和两个N型区表面上分别引出三个电极，称为源极s、
栅极g和漏极d。在其图形符号中，箭头表示漏极电流的实际方
向。
2．工作原理
绝缘栅场效应管的导电机理是，
利用UGS控制\"感应电荷\"的多少来
改变导电沟道的宽窄，从而控制漏
极电流ID。若UGS＝0时，源、漏
之间不存在导电沟道的为增强型
MOS管，UGS＝0时，漏、源之间
存在导电沟道的为耗尽型MOS
管。
图Z0125中衬底为P型半导
体，在它的上面是一层SiO2薄
膜、在SiO2薄膜上盖一层金属
铝，如果在金属铝层和半导体之间
加电压UGS，则金属铝与半导体之
间产生一个垂直于半导体表面的电
场，在这一电场作用下，P型硅表
面的多数载流子-空穴受到排斥，
使硅片表面产生一层缺乏载流子的
薄层。同时在电场作用下，P型半
导体中的少数载流子-电子被吸引
到半导体的表面，并被空穴所俘获而形成负离子，组成不可移动的空间电荷层（称耗尽层又叫受主
离子层）。UGS愈大，电
场排斥硅表面层中的空穴
愈多，则耗尽层愈宽，且
UGS愈大，电场愈强；当
UGS增大到某一栅源电压
值VT（叫临界电压或开启
电压）时，则电场在排斥
半导体表面层的多数载流
子-空穴形成耗尽层之后，
就会吸引少数载流子-电
子，继而在表面层内形成
电子的积累，从而使原来
为空穴占多数的P型半导
体表面形成了N型薄层。
由于与P型衬底的导电类
型相反，故称为反型层。
在反型层下才是负离子组
成的耗尽层。这一N型电
子层，把原来被PN结高阻
层隔开的源区和漏区连接起来，形成导电沟道。
用图Z0126所示电路来分析栅源电压UGS控制导电沟道宽窄，改变漏极电流ID的关系：当UGS＝0
时，因没有电场作用，不能形成导电沟道，这时虽然漏源间外接有ED电源，但由于漏源间被P型
衬底所隔开，漏源之间存在两个PN结，因此只能流过很小的反向电流，ID≈0；当UGS＞0并逐渐
增加到VT时，反型层开始形成，漏源之间被N沟道连成一体。这时在正的漏源电压UDS作用下；
N沟道内的多子（电子）产生漂移运动，从源极流向漏极，形成漏极电流ID。显然，UGS愈高，电
场愈强，表面感应出的电子愈多，N型沟道愈宽沟道电阻愈小，ID愈大。
3．输出特性曲线
N沟道增强型MOS管输出特性曲线如图Z0127所示，它是UGS为不同定值时，ID与UDS之间关
系的一簇曲线。由图可见，各条曲线变化规律基本相同。现以UGS＝5V一条曲线为例来进行分
析。设UGS＞VT，导电沟道已形成。当UDS=0时，沟道里没有电子的定向运动，ID=0；当UDS＞
0且较小时，沟道基本保持原状，表现出一定电阻，ID随UDS线性增大；当UDS较大时，由于电
阻沿沟道递增，使UDS沿沟道的电位从漏端到源端递降，所以沿沟道的各点上，栅极与沟道间的电
位差沿沟道从d至s极递增，导致垂直于P型硅表面的电场强度从d至s极也递增，从而形成沟道
宽度不均匀，漏端最窄，源端最宽如图Z0126所示。随着UDS的增加，漏端沟道变得更窄，电阻相
应变大，ID上升变慢；当UDS继续增大到UDS=UGS-VT时，近漏端的沟道开始消失，漏端一点
处被夹断；如果UDS再增加，将出现夹断区。这时，UDS增加的部分基本上降在夹断区上，使夹断
部分的耗尽层变得更厚，而未夹断的导电沟道不再有多大变化，所以ID将维持刚出现夹断时的数
值，趋于饱和，管子呈现恒流特性。
对于不同的UGS值，沟道深浅也不同，UGS愈大，沟道愈深。在恒流区，对于相同的UDS值，
UGS大的ID也较大，表现为输出特性曲线上移。
二、耗尽型MOS管
N沟道耗尽型MOS管和N沟道增强型MOS管的结构基本相同。差别在于耗尽型MOS管的
SiO2绝缘层中掺有大量的正离子，故在UGS=0时，就在两个N十区之间的P型表面层中感应出大
量的电子来，形成一定宽度的导电沟道。这时，只要UDS＞0就会产生ID。
对于N沟道耗尽型MOS管，无论UGS为正或负，都能控制ID的大小，并且不出现栅流。这是
耗尽型MOS管区别于增强型MOS管的主要特点。
对于P沟道场效应管，其工作原理，特性曲线和N沟道相类似。仅仅电源极性和电流方向不同而
已。
发光二极管
发光二极管是一种直接能把电能转变为光能的半导体器件。与其
它发光器件相比，具有体积小、功耗低、发光均匀、稳定、响应速
度快、寿命长和可靠性高等优点，被广泛应用于各种电子仪器、音
响设备、计算机等作电流指示、音频指示和信息状态显示等。
一、发光原理
发光二极管的管芯结构与普通二极管相似，由一个PN结构成。当
在发光二极管PN结上加正向电压时，空间电荷层变窄，载流子扩散
运动大于漂移运动，致使P区的空穴注入N区，N区的电子注入P
区。当电子和空穴复合时会释放出能量并以发光的形式表现出来。
二、种类和符号
发光二极管的种类很多，按发光材料来区分有磷化镓（GaP）发光二极管、磷砷化镓（GaAsP）
发光二极管、砷铝镓（GaAIAs）发光二极管等；按发光颜色来分有发红光、黄光、绿光以及眼睛
看不见的红外发光二极管等；若按功率来区别可分为小功率（HG400系列）、中功率（HG50系
列）和大功率（HG52系列）发光二极管：另外还有多色、变色发光二极管等等。
发光二极管及在电路中的符号，如图Z0128所示。
小功率的发光二极管正常工作电流在10～30mA范围内。通常正向压降值在1.5～3V范围内。
发光二极管的反向耐压一般在6V左右。
发光二极管的伏安特性与整流二极管相似。为了避免由于电源波动引起正向电流值超过最大允许
工作电流而导致管子烧坏，通常应串联一个限流电阻来限制流过二极管的电流。由于发光二极管最
大允许工作电流随环境温度的升高而降低，因此，发光二极管不宜在高温环境中使用。
发光二极管的反向耐压（即反向击穿电压）值比普通二极管的小，所以使用时，为了防止击穿造
成发光二极管不发光，在电路中要加接二极管来保护。
光敏二极管和光敏三极管
光敏二极管和光敏三极管是光电转换半导体器件，与光敏电阻器相比具有灵敏度高、高频性能
好，可靠性好、体积小、使用方便等优。
一、光敏二极管
1．结构特点与符号
光敏二极管和普通二极管相比虽然都属于单向导电的非线性半导体器件，但在结构上有其特殊的
地方。
光敏二极管在电路中的符号如图
Z0129所示。光敏二极管使用时要反
向接入电路中，即正极接电源负极，
负极接电源正极。
2．光电转换原理
根据PN结反向特性可知，在一定反向电压范围内，反向电流很小且处于饱和状态。此时，如果
无光照射PN结，则因本征激发产生的电子-空穴对数量有限，反向饱和电流保持不变，在光敏二极
管中称为暗电流。当有光照射PN结时，结内将产生附加的大量电子空穴对（称之为光生载流
子），使流过PN结的电流随着光照强度的增加而剧增，此时的反向电流称为光电流。不同波长的
光（兰光、红光、红外光）在光敏二极管的不同区域被吸收形成光电流。被表面P型扩散层所吸收
的主要是波长较短的兰光，在这一区域，因光照产生的光生载流子（电子），一旦漂移到耗尽层界
面，就会在结电场作用下，被拉向N区，形成部分光电流；彼长较长的红光，将透过P型层在耗尽
层激发出电子一空穴对，这些新生的电子和空穴载流子也会在结电场作用下，分别到达N区和P
区，形成光电流。波长更长的红外光，将透过P型层和耗尽层，直接被N区吸收。在N区内因光
照产生的光生载流子（空穴）一旦漂移到耗尽区界面，就会在结电场作用下被拉向P区，形成光电
流。因此，光照射时，流过PN结的光电流应是三部分光电流之和。
二、光敏三极管
光敏三极管和普通三极管的结构相类似。不同之处是光敏三极管必须有一个对光敏感的PN结作
为感光面，一般用集电结作为受光结，因此，光敏二极管实质上是一种相当于在基极和集电极之间
接有光敏二极管的普通二极管。其结构及符号如图Z0130所示。
当人射光子在基区及集电区被吸收而产生电子一空穴对时，便形成光生电压。由此产生的光生电
流由基极进入发射极，从而在集电极回路中得到一个放大了β倍的信号电流。因此，光敏三极管是
一种相当干将基极、集电极光敏二极管的电流加以放大的普通晶体管放大。
基本放大电路的组成
利用放大器件工作在放大区时所具有的电流（或电压）控制特性，可以实现放大作用，因此，放
大器件是放大电路中必不可少的器；
为了保证器件工作在放大区，必须通过直流电源给器件提供适当的偏置电压或电流，这就需要有
提供偏置的电路和电源；
为了确保信号能有效地输入和输出，还必须设置合理的输入电路和输出电路。
可见，放大电路应由放大器件、直流电源和偏置电路、输入电路和输出电路几部分组成。
图Z0201共发射极放大电路的三种画法.
图中NPN型晶体管T是整个电路的核心，它担负着放大的任务；
直流
电源EC（几V～几十V），一方面通过Rb给晶体管的发射结提供正向偏压，通过RC给集电结提
供反向偏压，另一方面提供负载所需信号的能量；
Rb决定基极偏置电流IB的大小，称为基极偏置电阻（一般为几十kΩ～几百kΩ）。
Rc将集电极电流的变化转换为电压的变化，提供给负载，称为集电极负载电阻（一般为几kΩ～
几十kΩ）；
电容C1、C2的作用是隔断放大电路与信号源、放大电路与负载之间的直流通路，仅让交流信号
流通过，即隔直通交。C1称为输入耦合电容，C2称为输出耦合电容。
C1、Rb、EC及T的b、e极构成信号的输入电路；
C2、Rc、EC及T的c、e极构成信号的输出电路。
Rb、EC构成晶体管的偏置电路。晶体管的发射极是输入回路和输出回路的公共端，所以称这种
电路为共发射极放大电路。与晶体管的3个电极相对应，还可构成共基极放大电路和共集电极放大
电路。
在分析放大电路时，常以公共端作为电路的零电位参考点，称之为\"地\"端（并非真正接到大
地）。电路图上用\"┻\"作标记，电路中各点的电压都是指该点对地端的电位差。电压参考正方向规
定为上\"+\"下\"－\"电流参考正方向规定为流入电路为正，流出电路为负（与双口网络规定相同）。画
电路图时常采用图Z0201中电子电路的画法。
综上所述，基本放大电路有4个组成部分、3种基本电路形式（或称为组态），在构成具体放大
电路时，无论那一种组态，都应遵从下列原则：
（1）必须保证放大器件工作在放大区，以实现电流或电压控制作用；
（2）元件的安排应保证信号能有效地传输，即有uI时，应有uo输出；
（3）元件参数的选择应保证输入信号能得到不失真地放大，否则，放大将失去意义。
以上3条原则也是判断一个电路是否具有放大作用的依据。
直流通路与静态工作点
无信号输入（us＝0）时，放大电路的工作状态称为静态。静态时，电
路中各处的电压、电流均为直流量。由于电路中的电容、电感等电抗元
件对直流没有影响，因此，对直流而言，放大电路中的电容可视为开路
（电感可视为短路），据此所得到的等效电路称为放大电路的直流通
路，如图Z0202所示。
静态时，晶体管各极的直流电流、电压分别用IB、UBE、IC、UCE表
示。由于这组数值分别与晶体管输入、输出特性曲线上一点的坐标值相
对应，故常称这组数值为静态工作点，用Q表示。显然，静态工作点是由直流通路决定的。静态
工作点常用如下近似计算法进行估算：
IBRb+UBE=EC
ICRC+UcE=EC
在上常工作情况下，对应不同的IB值，UBE的变化很小，作为近似估算，可以认为UBE不变，
对硅管近似地取UBE≈0.7V，对锗管近似地取UBE≈0.3V。通常EC》UBE，因而由上两式可得：
由于电子电路中电流一般比较小，在计算过程中，电流IB的单位常取μA电流IC的单位常取
mA，电阻的单位为kΩ，电压的单位仍是V。放大电路既然是放大交流信号的，为什么还要设置静
态工作点呢？这主要是由于晶体管等放大器件是非线性器件所致。如晶体管的发射结是单向导电
的，而且存在着一定的门限电压，在门限电压附近，输入特性曲线具有严重的非线性，如图。若
不设偏置，直接输入正弦波电压uI，由图可见，不仅要求uI要有一定幅度，而且Ib已出现了严重
的非线性失真，根本达不到不失真放大的目的。
要减小这种失真，就要设置一定的直流偏置电压UBE，使交流信号uI迭加在UBE之上，从而使
加到发射结两端的电压uBE=UBE+uI，基极电流IB=IB+Ib，成为只有大小变化、而没有极性变化
的脉动直流，如图Z0203所示，这就保证了在uI的整个周期内，晶体管始终工作在线性区域。因
此，只有合理地设置静态工作点，才能不失真地放大信号。
交流通路与放大原理
有信号输入时，放大电路的工作状态称为动态。
动态时，电路中既有代表信号的交流分量，又有代表静态偏置的
直流分量。是交、直流共存状态，尽管电路中既有交流分量，又有
直流分量。由于电路中含有电抗性元件，因此，交流通路与直流通
路是不相同的。
对交流信号而言，耦合电容C1、C2因其容抗较小，可视为短路，
电源EC因其内阻很小，亦可视为短路。据此原则即可画出基本放大电路的交流等效电路，称为交
流通路。基本放大电路（固定偏置电路）的交流通路如图Z0204所示。图中RL为外接负载。
当输入信号ui加到放大电路输入端时，电路就由静态转入放大信号的动态。即当ui输入后，通
过C1耦合使晶体管发射结上的电压发生了变化：由UBE变为UBE+ui；于是晶体管基极电流发生变
化：IB→IB+ib；其变化量ib通过晶体管的电流控制作用使iC发生变化，即iC→IC+βib集电极电
流通过电阻RC，在上的电压也就发生变化：iCRC→ICRC+iCRC；从而使uCE→UCE+uce通过隔直耦
合电容C2将直流成份UCE隔断，只把变化量传到输出端，使得到输出电压uo按ui的变化规律变
化，但uo比ui大许多倍，这就相当干将ui\"放大\"了。动态时，电路中各处电压、电流的波形如图
图Z0205中所示。由图可见，晶体管各极电流、电压均为脉动直流。在ui的整个周期内，uBE＞
Vγ，uCE＞0，这就保证了晶体管始终工作在放大状态。由图还可以看出，在没有失真（即合理设
置Q点）的情况下，晶体管各极电压、电流均可视为交流分量与直流分量的线性迭加。
在这种情况下，分析放大电路时，交流与直流可以分开讨论。应当指出放大是对变化量而言的，
放大信号的过程实质上是一个能量控制与转换的过程，即晶体管在能量较小的输入信号ui的控制
下，按照ui的变化规律，将EC的直流能量转换成负载所需要的较大的交流能量。晶体管是一个能
量控制器件，它本身并不会产生能量，只能消耗电源EC的直流能量。（具有能量控制作用的器件
称为有源器件。）
放大电路的性能指标
放大电路放大信号性能的优劣是用它的性能指标来表示
的。性能指标是指在规定条件下，按照规定程序和测试方
法所获得的有关数据。放大电路性能指标很多，且因电路
用途不同而有不同的侧重。这里仅介绍其中几项指标的含
义。
图Z0206是测试放大电路指标时的示意图。图中输入、
输出端的电压和电流均为正弦量。Us是信号源电压，RL表
示各种形式的实际负载的等效电阻。
一、放大倍数
放大倍数表征放大电路对微弱信号的放大能力，它是输
出信号（Uo、Io、Po）比输入信号增大的倍数，又称增
益。
1.电压放大倍数
放大电路的电压放大倍数定义为输出电压有效值与输入电压有效值之比，即
它表示放大电路放大信号电压的能力。
2．电流放大倍数
放大电路电流放大倍数定义为输出电流有效值与输入电流有效值之比，即
它表示放大电路放大电流信号的能力。
3．功率放大倍数
放大电路等效负载RL上吸收的信号功率（Po=UoIo）与输入端的信号功率（Pi=UiIi）之比，即
定义为放大电路的功率放大倍数。
在实际工作中，放大倍数常用分贝表示，定义为：
二、输入电阻和输出电阻
1．输入电阻
当输入信号源加进放大电路时，放大电路对信号源所呈现的负载效应用输入电阻RI来衡量，它相
当于从放大电路的输入端看进去的等效电阻。这个电阻的大小等于放大电路输入电压与输入电流的有
效值之比，即
放大电路的输入电阻反映了它对信号源的衰减程度。Ri越大，放大电路从信号源索取的电流越小，
加到输入端的信号Ui；越接近信号源电压Us。
2．输出电阻
当放大电路将信号放大后输出给负载时，对负载RL而言，放大电路可视为具有内阻的信号源，该
信号源的内阻即称为放大电路的输出电阻。它也相当于从放大电路输出端看进去的等效电阻。输出电
阻的测量方法之一是：将输入信号电源短路（如是电流源则开放），保留其内阻，在输出端将负载
RL取掉，且加一测试电压Uo，测出它所产生的电流Io，则输出电阻的大小为
放大电路的输出电阻的大小，反映了它带负载能力的强弱。Ro越小，带负载能力越强。
放大电路的静态图解分析
放大电路的图解分析法
放大电路有两个显著特点，即含有非线性的放大器件和工作在交直流共存状态，因此，分析放大
电路不能简单地套用线性电路的分析方法。分析放大电路常用的方法有图解分析法和微变等效电路
分析法。图解分析法是指以晶体管的输入、输出特性曲线为基础，通过作图来分析放大电路性能的
方法。它的基本思想是，把放大电路的输入、输出回
路分成线性和非线性两个部分，并把描写这两个部分
特性的电压-电流关系，以曲线的形式描绘在同一平
面坐标内，根据两条曲线的交点决定它们的解。
放大电路的分析包括两个方面的内容，即动态分析
和静态分析。动态分析的任务是确定动态性能指标；
静态分析的任务是确定静态工作点。
放大电路的静态图解分析
放大电路的静态图解分析的目的是在输入特性曲线
及输出特性曲线上，通过做直流负载线而确定出静态
工作点Q。再由Q求得IBQ、ICQ和UCEQ。
对输入回路，iB、uBE应同时满足：
uBE=EC-iBRb（线性电路特性）GS0212
iB=f(uBE,uCE)（晶体管输入特性）
根据式GS0212的直线方程，找出两个特殊点作直线AB。A(EC,0);B(0,)连接这两点便得直
线AB，称之为输入回路直流负载线，其斜率。AB直线和输入特性曲线的交点
即为静态工作点Q（UBEQ、IBQ）。
由于，IB在较大范围内变化时，UBE基本上不变。因此，实际中对输入回路工作点的确定，更多
地采用近似估算法。
对输出回路，iC、uCE)应同时满足：
iC=f（IB，uCE）iB=常量晶体管的输出特性
uCE=EC-iCRC输出回路外电路方程GS0213
同理，由式GS0213可找出两个特殊点：M（EC，0），N（0，）。连接MN即得直线
uCE=EC-iCRC
如图Z0207中直线MN。这是一条斜率为：由直流负载电阻RC所决定的直
线，称为输出回路的直流负载线。直流负载线与参变量IB＝IB的那条输出特性曲线的交点即为静态
工作点Q（UCEQ，ICQ）。
由上可见，图解法确定Q点的关键在于正确地作出直流负载线。由于负载线是由外电路元件参数
决定的，当外电路元件参数发生变化时、直流负载线也相应地变化，从而工作点也随之变化，因
此，用图解法，可以清楚地反映出，当元件参数发生变化时，Q点的变化趋势。
放大电路的动态图解分析
放大电路的动态特性是由交流通路决定的。从图Z0204
所示交流通路的输出回路可得：
UCE=-IC（=RC∥
RL）GS0214
由于正确设置静态工作点之后，晶体管各极电压、电流
均可等效为信号变量与静态直流量的线性迭加。即
iC=IC+
icGS0215
UCE=UCE+
uceGS0216
将式GS0215和GS0216代入式GS0214可得：
它反映了输入交流信号后IC与uCE的变化规律，为斜率
是由交流负载决定的一条直线，故称为交流负载线。
因为交流信号为零的瞬时，放大电路处于静态，所以，交流负载线必然通过Q点。如图Z0208。
输出电压的最大幅度与非线性失真分析
一、输出电压的最大幅度
由图Z0208所示的分析过程可以看出，放大电路输出信号电压的幅度受到饱和区和截止区的限
制。在给定电路参数的条件下，输出电压不产生明显失真时的幅值称为最大输出幅度，常用峰值或
峰～峰值来表示。
受饱和区的限制，输出电压的最大幅度只能达到（UCEQ-UCES），受截止区的限制，最大输出电
压幅度只能达到IC。因此，实际能达到的输出电压的最大幅度只能为（UCEQ-UCES）与IC中较小
值的二倍（峰-峰值）。
静态工作点的设置对最大输出幅度有很大的影响。由图Z0209可以看出，要想获得较大的输出幅
度，应把Q点设置在交流负载线的中点附近。
二、放大电路中的非线性失真
晶体管工作在非线性区所引起的失真称为非线性失真。产生非线性失真的原因来自两个方面：一
是晶体管特性的非线性；二是Q点设置不合适或输入信号过大。
图Z0210、Z0211（表明因Q点选择的过高或过低而导致在输入信号部分时间内，晶体管进入饱
和区或截止区而产生的失真，分别称为饱和失真和截止失真。
为了避免瞬时工作点进入截止区而引起截止失真，则应使：
IC≥ICm+ICEOGS0218
为了避免瞬时工作点进入饱和区而引起饱和失真，则应使：
UCE≥Uom+UCESGS0219
晶体管的h参数
在合理设置静态工作点和输入为交流小信号的前提下，晶体管可等效为一个线性双端口电路。如
图Z0212所示。
晶体管的端口电压和电流的关系可表示为如图Z0213所示。
h参数的定义如图Z0213。
hie、hre、hfe、hoe这4个参数称为晶体管的等效h参数，它们的物理意义为：
hie称为输出端交流短路时的输入电阻，简称输入电阻。它反映输出电UCE不变时，基极电压对
基极电流的控制能力，习惯上用RbE表示。
hre称为输入端交流开路时的反向电压传输系数，又称内部电压反馈系数。它反映输出电压uCE
通过晶体管内部对输入回路的反馈作用，它是一个无量纲的比例系数。
hfe称为输出端交流短路时的电流放大系数，简称电流放大系数。它反映基极电流IB对集电极电
流IC的控制能力，即晶体管的电流放大能力，是一个无量纲的数，习惯上用β表示。
hoe称为输入端交流开路时的输出电导，简称输出电导。它反映当IB不变时，输出电压uCE对
输出电流的控制能力。单位是西门子（S），习惯上用1／RCE，表示。可见，这四个参数具有不同
的最纲，故称为混合（HybRId）参数，记作h。h参数第一个下标的意义为：I表示输入，R表示
反向传输，f表示正向传输，o表示输出；第二个下标E表示共射接法。在使用时应当明确：
（1）4个h参数都是微变电流与微变电压之比，因此，h参数是交流参数。
（2）4个h参数都是在Q点的偏导数，因此，它们都和Q点密切相关，随着Q点的变化而变
化；
（3）h参数是晶体管在小信号条件下的等效参数。
h参数可以从晶体管的特性曲线上近似求得，也可以用人h参数测试仪直接测出。对一般小功率晶
体管，h参数的数量级如图Z0213所示。
晶体管的微变等效电路
得到了晶体管的h参数后，就可以画出晶体管的线性等效
电路，图Z0214是晶体管的h参数等效电路。
关于h参数等效电路，应注意以下几点：
（1）电压的参考极性为上正下负，电流的参考正方向是
流入为正；
（2）电路中出现了受控源。受控源的大小和极性均具有
从属性。在分析电路时，可以象独立源一样进行等效变换，
但控制量不能丢失，在涉及独立源取零值的处理中，不能对
受控源进行开路或短路处理，只能视控制量而定。
（3）微变等效电路只适用于低频小信号放大电路，只能
用来计算交流分量，不能计算总的瞬时值和静态工作点。
（4）晶体管的输入电阻RbE（hie）一般可用下列近似公式进行估算：
式中表示晶体管基区的体电阻，对一般小功率管约为300Ω左右（计算时，若未给出，可取为
300Ω），IE为通过管于发射极的静态电流，单位是mA。在IE≤5mA范围内，式GS0220计算结果
与实际测量值基本一致。
用微变等效电路法分析放大电路
用微变等效电路分析法分析放大电路的关键在于正确地画出放大电路的微变等效电路。
具体方法是：首先画出放大电路的交流通路，然后用晶体管的简化h参数等效电路代替晶体管，并
标明电压、电流的参考方向。
应用微变等效电路分析法分析放大电路的基本步骤如下：
（1）确定放大电路的静态工作点。这一步多采用近似估算法或图解法；
（2）求出静态工作点Q附近的h参数。这一步可通过在输入输出特性曲线上作图确定。一般情况
下，只应用式GS0220估算出RbE；
（3）画出放大电路的微变等效电路。
（4）应用线性电路理论进行计算，求得放大电路的主要性能指标。
温度变化对静态工作点的影响
晶体管是一个温度敏感器件，当温度变化时，其特性参数（β、ICBO、UBE）的变化比较显著，实
验表明：温度每升高1℃，β约增大0.1％左右，UBE减小（2～2.5）mV，温度每升高10℃，ICBO
约增加一倍。晶体管参数随温度的变化，必然导致放大电路静态工作点发生漂移，这种漂移称为温
漂。
以基本共射放大电路为例，当温度t↑升高、UBE↓、其静态电流IB↑、β↑则IC↑↑；
可见，无论是UBE的减小，还是β、ICBO的增大，都使IC增大，从而使Q点向饱和区移动。
静态工作点的移动，将影响放大电路的放大性能，为此，必须设法稳定静态工作点。稳定静态工
作点的方法常用的主要有负反馈法和参数补偿法两种
工作点稳定的电路
一、电流负反馈工作点稳定电路
图Z0215为基极分压式直流电流负反馈放大电路，与共射基本放大电路相比，该电路不同的是在
基极采用Rb1、Rb2分压式偏置，在发射极接入了反馈电阻RE及与其并联的旁路电容CE。该电路
称为分压式直流电流负反馈放大电路。
1.稳定Q电的物理过程
当选择合适的Rb1、Rb2值使IR》IB，则有
分压点电压UB与管子参数无关，基本上不受温度的影响。
设温度（t）升高，使IC（IB）增加，则IB在RE上的压降UE=IBRE将随之增加。由于UB恒定
UBE=UB-UE必然减小，引起IB减小，IC减小，从而牵制了IC的增大，使之基本稳定。这一过程
可简单表示为：
t↑→IC（IB）↑→UE↑→UBE↓→IB↓→IC（IB）↓
由上述过程可以看到，RE
的作用是将输出回路电流IC
的变化转换为电压UE的变
化，并送回到输入端使UBE减
小，使IC趋于稳定，这种作
用称为电流负反馈作用。
2．稳定条件
稳定Q点的条件有两个，
即IR>>IB和UB>>UBE。这里IR>>IB的要求是为了稳定UB而UB>>UBE主要是为了稳定UE。在
设计电路时常采用下列经验公式：
IR≥（5~10）IB
UB≥（5~10）UBE（通常取UB：硅管3~5V；锗管1~3V）
偏置电路元件参数的计算可由下式求得：
Rb2=UB/IR
Rb1=（EC-UB）/IRGS0222
RE=UE/IE≈UB/IE
二、参数补偿法工作点稳定电路
利用一个元件参数随温度的变化所引起的温漂来抵消另一个元件参数随温度的变化所引起的温
漂，从而达到稳定工作点的目的，这就是参数补偿法的基本思想。
利用二极管作补偿元件的工作点稳定电路如图Z0216所示。二极管的伏安特性与晶体管发射结的
特性一致。
另外，在实际电路中也常采用热敏电阻Rt进行补偿，Rt具有负的温度系数，当温度升高使IC增大
时，Rt阻值减小，从而使UB减小，IC下降而趋于稳定。
场效应管放大电路的静态分析
根据偏置电路形式，场效应管放大电路的直流通路分为自给偏压电
路和分压式偏置电路。
一、自给偏压电路
用N沟道结型场效应管组成的自给偏压电路如图Z0217所示。
自给偏压原理：在正常工作范围内，场效应管的栅极几乎不取电
流，IG=0，所以，UG=0，当有IS=ID流过RS时，必然会产生一个电
压US＝ISRS＝IDRS，从而有
UGS=UG-US=-IDRS
依靠场效应管自身的电流ID产生了栅极所需的负偏压，故称为
自给偏压。
为了减小RS对放大倍数的影响，在RS两端并联了一个旁路电容
Cs。
估算静态工作点,由图Z0217所示电路的直流通路可得：
UGS=UG-US=-IDRSGS0223
UDS=ED-ID（RS+Rd）GS0224
结型场效应管的转移特性可近似表示为：
式中IDSS为饱和漏电流，VP为夹断电压。
联立求解GS0223～GS0225各式，便可求得静态工作点Q（ID，UGS，UDS）。
二、分压式偏置电路
由于参数IDSS，VP等与温度有关，因此，场效应管放大电路也要设法稳定静态工作点。实际
上，自给偏压电路就具有一定的稳定Q点的能力。例如：温度升高使ID增加时，US也随之增加，
从而使UGS更负，反过来又抑制了ID的增大。但如果对温度稳定性要求更高时，单纯靠增大RS来
稳定Q点，势必会导致Au下降，甚至产生严重的非线性失真。图Z0218所示的分压式偏置电路，
通过R1与R2分压，给栅极一个固定的IE电压，这样就可以把RS选的比较大，而Q点又不致于过
低。图中Rg的主要作用是增大输入电阻，进一步减小栅极电流。
对分压式偏置电路，在确定静悉工作点时，同样可用图解法和计算法。与自给偏压电路不同之处
是UG≠0。只需将栅源回路直流负载线方程改为：
多级放大电路的级间耦合方式
多级放大电路
在实际工作中，为了放大非常微弱的信号，需要把若干个基本放大电路连接起来，组成多级放大电
路，以获得更高的放大倍数和功率输出。
多级放大电路内部各级之间的连接方式称为耦合方式。常用的耦合方式有三种，即阻容耦合方式、
直接耦合方式和变压器耙合方式。
一、阻容耦合
通过电容
和电阻将信
号由一级传
输到另一级
的方式称为
阻容耦合。
图Z0219
所示电路是
典型的两级阻容耦合放大电路。
优点：耦合电容的隔直通交作用，使两级Q相互独立，给设计和调试带来了方便；
缺点：放大频率较低的信号将产生较大的衰减，加之不便于集成化，因而在应用上也就存在一定的
局限性。
二、直接耦合
多级放大电路中各级之间直接（或通过电阻）连接的方式，称为直接耦合。
直接耦合放大电路具有结构简单、便于集成化、能够放大变化十分缓慢的信号、信号传输效率高等优
点，在集成电路中获得了广泛的应用。
两级直接耦合放大电路如图Z0220所示。采用直接耦合，各级的静态工作点将相互影响。如图中T1
管的UCE1受到UBE2的限制，仅有0.7V左右。因此，第一级输出电压的幅值将很小。为了保证第一级
有合适的静态工作点，必须提高T2管的发射极电位，为此，可在T2的发射极接入电阻（图Z0221）、
二极管或稳压管（图Z0222）等。
在直接耦合放大电路中，常用由NPN型和PNP型晶体管组成的直接耦合放大电路，如图Z0223所
示。
三、变压器耦合
变压器耦合放大电路如图Z0224所示。这种耦合电路的特点是：级间无直流通路，各级Q独立；变
压器具有阻抗变换作用，可获最佳负载；变压器造价高、体积大、不能集成，其应用受到限制。
多级放大电路的分析方法
分析多级放大电路的基本方法是：化多级电路为单级，然后再逐级求解。化解多级电路时要注
意，后一级电路的输入电阻作为前一级电路的负载电阻；或者，将前一级输出电阻作为后一级电路
的信号源内阻。
一、电压放大倍数
式中Au1、Au2…Aun：多级放大电路各级的电压放大倍数。
Au（dB）=Au1（dB）+Au2（dB）+…+Aun（dB）GS0228
二、输入电阻和偷出电阻
多级放大电路的输入电阻就是第一级放大电路的输入电阻，其输出电阻就是最后一级放大电路的
输出电阻。有时第一级的输入电阻也可能与第二级电路有关，最后一级的输出电阻也可能与前一级
电路有关，这就取决于具体电路结构。
例题三级放大电路如图Z0225所示。计算该电路的Au、ri、ro。
解：（1）电压放大倍数
按前述分析方法将三级放大电路划分为3个单级放大电路，如图Z0226所示。
由上图可见，第一级电路和第三级电路为共集电极放大电路，其电压放大倍数为：Au1＝Au3≈1，
第二级电路为共射极放大电路，它的电压放大倍数为
Au2=-β（RC2∥ri3）/rbe2
总电压放大倍数为：Au＝Au1·Au2·Au3≈
（2）输入电阻
第一级电路为射极输出器，它的输入电阻为：故：
（3）输出电阻
第三级电路为射极输出放大电路则：
由上例可以看出，分析多级放大电路的关键在于正确地划分出各单级放大电路。
单级阻容耦合放大电路的频率特性
单级共射阻容耦合放大电路如图Z0227所示。在图Z0235中，Cie（Cbe）、Cc（Cbc）。分别表
示晶体管的发射结和集电结的等效电容，一般为几pF～几百pF。
一、中频段
中频段放大电路的微变等效电路如图Z0228所示。输入耦合电容C1、输出耦合电容C2及射极旁
路电容Ce因其容量较大，容抗较小，在中频段可视为短路；而输入、输出回路的分布电容Ci、Co
及电容Cie、Cc容量较小，容抗较大，在中频段可视为开路。由此可得出中频段放大电路的电压放
大倍数为：
它表明，在中频范围内，Au和φ均为常数，与频率无关。
二、低频段
在低频范围内，C1、C2及Ce容抗增大，不能忽略。Ci、Co及电容Cie、Cc的容抗很大仍可视为
开路。此时的微变等效电路如图Z0229、Z0230、Z0231、Z0232所示。
由图可知，随着频率的不断降低，C1、C2及Ce的容抗增大，使减小，减小，导致输
出减小，从而使放大倍数降低。此外，频率越低，C1、C2及Ce造成的附加相移越小，当
f→0时，附加相移接近-90°。
在实用电路中，常选取C1＝C2（5～20）μF，Ce＝（50～200）μF，基本上可满足一般低频放大
电路对下限频率的要求，消除低频时的失真。
三、高频段
放大电路在高频段时也可惜助h参数微变等效电路来分析，其徽变等效电路如图Z0233、Z0234
所示。C1、C2及Ce的容抗较小均可视为短路，而Ci、Co及电容Cie、Ce的容抗也较小，其分流作
用不可忽略。且这种影响随着频率的增高更加明显。同时，它们引起的附加相移也随着频率的增高
而增大，当f→∞时，附加相移接近-270°。
单级阻容耦合放大电路总的频率特性曲线如图Z0236所示。
因为功率与电压的平方成正比，所以在工程计算上规定，电压放大倍数的幅值下降到中频幅值
Auo的0.707倍时所对应的频率称为半功率点频率（电压放大倍数下降到Auo的0.707倍时，相当于
功率卞降一半。在幅频特性曲线上，低频端和高频端各有一个半功率点，其相应的半功率点频率称
为下限频率fL和上限频率fH。半功率点的电压放大倍数
用分贝表示
可见，半功率点的电压放大倍数比中频段的电压
放大倍数Auo衰减了3dB。我们定义fH与fL之间
的频率范围为放大电路的通频带并以B表示，即
B=fH－fLGS0232
在通频带内，由于输出功率的减少不会超过中频
区的一半，附加相移不超过45°，因而人耳感觉不
到明显变化，这样就可以认为在通频带B内放大电路基本上没有频率失真。
通频带内的区域称为中频区；频率低于下限频率fL的频域称为低频区，频率高于上限频率fH的
频域叫高频区。
在分析放大电路的频率特性时，为了在有限的数轴上，描绘较大范围的频率变化对放大倍数的影
响，通常采用对数频率特性曲线。这时横轴采用lgf，纵轴采用分贝，即201g|Au|（幅频特性），
或φ的数值（相频特性）。对数频率特性又叫波特图。
放大倍数用分贝表示的优点是：可避免放大倍数的庞大数字并可以把放大倍数的乘法运算简化为
加法运算；对数的单位比较符合听觉器官对声音感觉的特性；便于绘制频率特性的对数坐标图。
多级阻容耦合放大电路的频率特性
多级放大电路的电压放大倍数是各级电压放大倍数的乘积，即
其模和相角可分别表示为
Au=Au1·Au2·…·Aun
φ=φ1+φ2+…+φn
以上两式说明，多级放大电路的幅频特性等于各级的幅频特性的乘积，而相频特性等于各级的相
频特性之和。用分贝表示其幅频特性为
20lgAu=20lgAu1+20lgAu2+…+20lgAun
例如两级放大电路的频率特性如图Z0237所示。它是由相同频率特性的两个单级放大电路构成的
两级放大电路。对两级放大电路幅频特性而言，对应于单
级下降3dB的下限频率fL1（fL2）和上限频率fH1（fH2）
处，已比中频值下降6dB。由此可见，两级放大电路下降
3dB的通频带，比组成它的单级电路的通频带窄了。两级
放大电路的上限频率fH＜fH1，而下限频率fL＞fL1。这
说明采用多级放大电路来提高总增益是用牺牲通频带来换
取的。
分析证明，多级放大电路上、下限频率fH、fL与单级
放大电路上、下限频率的关系分别为
式中n表示电路的级数，当n=2时，fH=0.64fH1，fL=fL1/0.64，如果单级放大电路的上、下限频
率分别为fH1＝1MHz，fL1＝100Hz，则两级放大电路上、下限频率分别为fH＝640kHz、fL＝
156.25Hz。显然上限频率降低了，而下限频率被提高，通频带变窄。
上两式表明，放大电路的级数越多则fH越低，fL越高，通频带越窄。
反馈的基本概念和一般表达式
一、反馈的基本概念
反馈是指把放大电路输出回路中某个电量
（电压或电流）的一部分或全部，通过一定
的电路形式（反馈网络）送回到放大电路的
输入回路，并同输入信号一起参与控制作
用，以使放大电路某些性能获得改善的过
程。这一过程可用图Z0301所示方框图来表
示。引入反馈后的放大电路称为反馈放大电路。
实际上，反馈的概念在第二章中讨论静态工作点稳定的电路时已经运用过了。在分压式电流负反
馈偏置电路中，通过射极电阻Re，将输出回路中的直流电流IE以UE=IERe的形式回送到了输入回
路，使三极管发射结两端的电压UBE=UB-IERe，受到输出电流的影响，从而使输出电流趋于稳
定。这种输出电量影响输入电量的方式就是反馈。不过这里的反馈仅仅是直流电量的反馈（交流量
被Ce旁路），称为直流反馈。直流反馈主要用于稳定静态工作点。如果将Ce去掉，这时输出回路
中的交流信号也将反馈到输入回路，并使放大电路的性能发生一系列的改变，这种交流信号的反馈
称为交流反馈，实际放大电路中，一般同时存在直流反馈和交流反馈，本单元主要讨论交流反馈对
放大电路性能的影响。
二、反馈的极性
按照反馈对放大电路性能影响的效果，可将反馈分为正反馈
和负反馈两种极性。
凡引人反馈后，反馈到放大电路输入回路的信号（称为反馈
信号用表示）与外加激励信号（用表示）比较的结
果、使得放大电路的有效输入信号（也称净输入信号，用
表示）削弱，即＜，从而使放大倍数降低，这种反馈称为负反馈。凡引入反馈后，比较结
果使＞，从而使放大倍数提高，这种反馈称为正反馈。
正反馈虽能提高放大倍数，但同时也加剧了放大电路性能的不稳定性，主要用于振荡电路（将在
08知识单元中讨论）；负反馈虽降低了放大倍数，但却换来了放大电路性能的改善，是本单元讨
论的重点。
不同极性的反馈对放大电路性能的影响截然不同，因此，在分析具体反馈电路时，首先必需正确
地判断出电路中反馈的极性。判断反馈极性的简便方法是瞬时极性法，具体作法是：
（1）按中频段考虑，即不考虑电路中所有电抗元件的影响；
（2）用正负号（或箭头）表示电路中各点电压的瞬时极性（或瞬时变化）；
（3）假定输入电压Ui为，看Ui经过放大和反馈后得到的反馈信号（Uf或If）的极性是增强还
是削弱有效输入信号（或），使有效输入信号减弱的反馈就是负反馈；使有效输入信号增
强的反馈就是正反馈。
要注意的是：推断反馈信号瞬时极性时，应遵从放大电路的放大原理，对单级放大电路而言，共
射电路输出电压与输入电压反相、共集电路和共基电路输出电压与输入电压同相。
例题放大电路如图Z0302所示。试说明该电路中有无反馈，如果有反馈，是正反馈还是负反
馈。
解：判断一个电路中是否存在反馈，就是要看电路中有无联系输出回路和输入回路的元件。
图Z0302中Rf就是起这种联系作用的元件，因此，Rf就是反馈元件，它构成反馈网路。
判断反馈极性利用瞬时极性法，假定Ui的极性为＋（对地），则经一级共射电路放大后，UO1的
极性为－，再经一级共集电极电路放大后UO2的极性为－，通过Rf的反馈电流的瞬时流向，由其
两端的瞬时电压极性决定。如图中所示，由于If的分流作用，使得放大电路的有效输入信号＝
Ib=Ii-If减弱，故为负反馈。
三、反馈放大电路的方框图及一般表达式
反馈放大电路均可用图Z0301所示方框图来表示。它表明，反馈放大电路是由基本放大电路和反
馈网路构成的一个闭环系统，故常称反馈放大电路为闭环放大电路，相应地称未引入反馈的放大电
路为开环放大电路。图中比较与取样都是通过反馈网络与基本放大电路的特定连接方式实现的。
要注意的是，这里的基本放大电路是指考虑了反馈网络对放大电路输入和输出回路的负载效应，但
又将反馈网络分离出去后的电路，它可以是单级或多级电路，而且往往还存在着局部反馈。基本放
大电路的放大倍数
反馈网络通常为一线性网络，由一些电阻、电容等组成，其传输系数定义为
常称为反馈系数。
为了突出反馈的实质，忽略次要因素，简化分析过程，通常又假定：（1）信号从输入端到输出
端的传输只通过基本放大电路，而不通过反馈网络；（2）信号从输出端反馈到输入端只通过反馈
网络而不通过基本放大电路。也就是说，信号传输具有单向性。实践表明，这种假定是合理而有效
的，符合这种假定的方框图称为理想方框图。
对图Z0301所示单一环路反馈的理想方框图有如下关系：
由此可得反馈放大电路的闭环放大倍数为：
这是反馈放大电路的基本关系式，也是分析单环反馈放大电路的重要公式。这里可以是电压也
可以是电流，、调的具体含义由反馈类型决定。
为了分析方便，在以后讨论反馈放大电路性能时，除频率特性外，均假定工作信号在中频范围，
且反馈网络具有纯电阻性质，因此，、均可用实数表示。于是GS0306式变为：
式中（l＋FA）称为反馈深度，用D表示，负反馈对放大电路性能改善程度均与D有关。
当|1＋FA|》1时，由GS0307式可得：
这种情况称为深度负反馈。此时，闭环放大倍数仅与反馈系数有关。
反馈放大电路的类型与判断
一、反馈的类型
根据基本放大电路与反馈网络在输出、输入端的连接
方式（即取样与比较方式），反馈有以下几种类型：
1．按反馈信号在输出端取样对象，可分为电压反馈和
电流反馈。
若反馈网络与基本放大电路在输出端并联，如图
Z0302，当Xf取自RL两端的电压Uo，即Xf∝Uo，输
出为电压取样，称为电压反馈；若反馈网络与基本放大
电路在输出端相串联，这时Xf取自流过RL的电流，即
Xf∝Io，输出为电流取样，称为电流反馈。对电压反馈
Xo=Uo，对电流反馈Xo=Io。
2．按反馈信号与输入信号在输入端连接方式，可分为
串联反馈和并联反馈。
若反馈网络与基本放大电路在输入端相串联，Xf与Xi
以电压形式相迭加，称为串联反馈；若在输入端相并
联，Xf与XI以电流形式相迭加称为并联反馈。对串联反馈
对并联反馈
3．负反馈放大电路的四种组态
综合考虑输入、输出端的反馈形式，负反馈放大电路可分为四种类型（也称四种组态），
它们是：电压串联负反馈组态、电流串联负反馈组态、电压并联负反馈组态和电流并联负反馈组
态。
对不同组态的反馈电路A、F、Af的具体含义不同，由相应的XI、Xf、Xo决定。如表Z0301所
示。
二、反馈类型判晰方法
1．电压反馈与电流反馈的判断
令Uo＝0，即将放大电路输出端交流短路，若反馈信号Xf消失，则为电压反馈（Xf＝FUo）；若
反馈信号Xf仍然存在，则为电流反馈（Xf＝FIo）：
若能画出方框图，也可直接根据A、F网络在输出端连接形式来判定：并联为电压反馈，串联为
电流反馈。
一般说来，反馈信号取自电压输出端（RL两端）的为电压反馈，反馈信号取自非电压输出端的
为电流反馈。
2．串联反馈与并联反馈的判断
令Ui=0，即将放大电路输入端假想交流短路，若反馈信号作用不到放大电路输入端，这种反馈
为并联反馈；若反馈信号仍能作用到放大电路输入端，则为串联反馈。当然也可直接根据基本放大
电路与反馈网络的连接方式确定。一般说来，反馈信号加到共射电路基极的反馈为并联反馈；反馈
信号加到共射电路发射极的反馈为串联反馈。
正确判断反馈放大电路的类型和反馈极性，是分析反馈放大电路的基础，一般来说可按以下步骤
进行：
（1）找出反馈元件-联系输入、输出回路的元件；
（2）判别是电压反馈还是电流反馈令Uo=0，看Xf是否存在；
（3）判断是串联反馈还是并联反馈令Ui＝0，看Xf能否作用到输入端；
（4）判断反馈极性，采用瞬时极性法，串联反馈时看Ube的增减，并联反馈时看Ib的增减。
电压串联负反馈放大电路
图Z0303（a）为两级电压串联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。
1．反馈类型的判断
//
Uc2-Ue1电压变化改变If从而IeUe变化
（1）找出联系输出回路与输入回路的反馈元件。图Z0303（a）中Rf、Cf、Re1是联系输出回路
与输入回路的元件，故Rf、Cf、Re1是反馈元件，它们组成反馈网络，引入级间反馈。
（2）判断是电压反馈还是电流反馈。
可用两种方法来判别，一是反馈网络直接接在放大电路电压输出端，故为电压反馈；二是令Uo
=0，因Uf由Rf、Re1对Uo分压而得，故Uf=0反馈消失，所以为电压反馈；
（3）判别是串联反馈还是并联反馈。
由图Z0303（a）可以看出：Ube=Ui-Uf即输入端反馈信号与输入信号以电压形式相迭加，故为
串联反馈，也可令Ui＝0，此时Uf仍能作用到放大电路输入端，故为串联反馈；还可以根据反馈信
号引至共射电路发射极则为串联反馈。
（4）判别反馈极性。
假定Ui为+，则经两级共射电路放大后，Uo为+，经Rf与Re1分压得到的Uf也为+，结果使得放
大电路有效输入信号减弱，故为负反馈。
综上判断结果、该电路为电压串联负反馈放大电路。
2、反馈对输出电量的稳定作用
放大电路引入电压负反馈后，能够使输出电压稳定。任何外界因素引起输出电压不稳时，输出电
压的变化将通过反馈网络立即回送到放大电路的输入端，并与原输入信号进行比较，得出与前一变
化相反的有效输人信号，从而使输出电压的变化量得到削弱，输出电压便趋于稳定。
可见，负反馈使放大电路具有了自动调节能力。电压负反馈能够稳定输出电压。
3、信号源内阻对串联反馈效果的影响
由上面的讨论可见，对串联反馈Ube=Ui-Uf，显然，UI越稳定，Uf对Ube的影响就越强，控制
作用就越灵敏。当信号源内阻Rs=0时，信号源为恒压源，Us就为恒定值，则Uf的增加量就全部
转化为Ube的减小量，此时，反馈效果最强。因此，串联反馈时，Rs越小越好，或者说串联反馈适
用于信号源内阻Rs小的场合。
4、放大倍数及反馈系数的含义
对电压串联负反馈电路，Xi=Ui，Xo=Uo，Xf=Uf故：
AUf、FU，分别称为闭环电压放大倍数和电压反馈系数。
电流并联负反馈放大电路
图Z0304（a）是两级电流并联负反馈电路，图（c）是它的交流等效电路方框图。
//Ie变化Ue变化If变
化
1、反馈类型的判断
（1）找反馈元件。由图可见，Rf、Re2是联系输出回路和输入回路的元件，故为反馈元件，由它
们组成反馈网络。
（2）判断是电压反馈还是电流反馈。因反馈信号取自非电压输出端，故为电流反馈。
（3）判断是串联反馈还是并联反馈。因反馈信号引至共射电路的基极，故为并联反馈。
（4）判断反馈极性。假定Ui为+（对地），经两级共射电路放大后Ue2为－，则通过Rf的电
流If的方向如图（c）中所示，它对Ii起了分流作用，从而使有效输入信号减弱，故为负反馈。
综上判断结果，该电路为电流并联负反馈放大电路。
2、反馈对输出电量的稳定作用
当Ii一定，由于某种原因（如β或RL变化）引起输出电流发生变化时，则通过反馈网络Rf、
Re2的作用将产生如下自动调节过程：
β2↑→Io（Ie2）↑→If↑→Ib↓→Io↓
其效果使输出电流趋于稳定。
可见，电流负反馈能够稳定输出电流。
3、信号源内阻对并联反馈效果的影响
对并联负反馈，有Ib=Ii-If，若信号源内阻RS=∞，则Ii恒定，If的增加量全部转化为Ib的减
小量，反馈效果最强；若RS较小，则随着If的增加，Ii也有所增加，Ib的减小量被缩减，负反馈
效果减弱。因此，并联负反馈适用于信号源内阻RS大的场合。
4、放大倍数和反馈系数的含义
电流并联负反馈电路中，XI、Xo、Xf等均为电流量，故：
AIf、FI分别称为闭环电流放大倍数和电流反馈系数。
电流串联负反馈放大电路
图Z0305（a）是电流串联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。
采用与前两例类似的分析方法即可对该电路进行分析。
//电流Ie的变化改
变电压Ue的
图中Re是反馈元件，它构成反馈网络，由图（b）可以看出，反馈网络与基本放大电路在输出端
串联，故为电流反馈，反馈网络与基本放大电路在输入端串联，故为串联反馈，假定UI的瞬时极
性为+，则Uf的极性为-，结果使放大电路有效输入信号减弱，故为负反馈。
由于引入了电流负反馈，当某种因素引起输出电流发生变化时，电路通过反馈网络将产生如下自
动调节过程：
RL↓→IO↑→Uf↑→Ube↓→IO↓
结果使IO趋于稳定。
应当注意的是，负载发生变化时，通过负反馈稳定输出电流和稳定输出电压是矛盾的。上述过程
表明了这一点，即当IO趋于稳定时，UO=IORL却减小了，也就是说UO的不稳定性加剧了。如
果电路中RL稳定不变，则稳定输出电流与稳定输出电压效果是相同的，此时区分电压反馈和电流
反馈也就没有意义了。
对电流串联负反馈放大电路，XI=UI，Xf=Uf，XO=IO，故：
Agf、Fr分别称为闭环互导放大倍数和互阻反馈系数。
电压并联负反馈放大电路
图Z0306（a）为电压并联负反馈放大电路，图（b）是它的交流等效电路方框图。
//Uc变化If变化
由图（b）可见，基本放大电路与反馈网络在输出、输入端都是并联的，故为电压并联反馈；又
因Ui为+时，UO为+，流过Rf的电流如图中箭头方向所示，其结果使Ib＝Ii-If减小，故为负反
馈。
当某种因素（如β或RL变化）引起输出电压变化时，通过反馈将产生如下自动调节过程：
RL↑→UO↑→If↑→Ib↓→UO↓
结果使输出电压趋于稳定。
对电压并联负反馈放大电路：
Xi=Ii，Xf=If，XO=UO，故：
Arf、Fg分别称为闭环互阻放大倍数和互导反馈系数。
通过以上基本类型负反馈放大电路的讨论，应当明确：电压负反馈具有稳定输出电压的作用，电
流负反馈具有稳定输出电流的作用，而同一个电路中，如果负载是变化的，要想同时实现电压和电
流的稳定是不可能的。此外，串联负反馈适用于信号源内阻较小的场合，而并联反馈则适用于信号
源内阻较大的场合。熟悉了这些后，就可以根据实际需要选择适当的反馈形式。
降低放大倍数
由负反馈放大电路的一般表达式可知，闭环放大倍数仅是开环放大倍数的（1＋
FA）分之一，因为负反馈（1＋FA）＞1，故，引入负反馈后，放大电路的放大倍数降低。负反馈
虽使闭环放大倍数降低，但却换来了其它性能的改善。
提高放大倍数的稳定性
我们知道，放大电路放大倍数的数值取决于电路中元器件的参数。而晶体管的更换，电源电压的
不稳，温度及负载的变化等都将使放大倍数发生变化，因此，一般情况下，放大倍数是不稳定的。
利用负反馈的自动调节原理，可以抑制放大倍数的变化，从而提高其稳定性。放大倍数的稳定性可
用它的相对变化量来表示。
将负反馈基本关系式对A求微分可得
则
上式表明，闭环放大倍数的相对变化量仅为开环放大倍数相对变化量的（1＋FA）分之一。也就
是说闭环放大倍数的稳定性比开环放大倍数的稳定性提高了（1＋FA）倍。
例如：当（1＋FA）=10时，Af的相对变化量只有A相对变化量的1/10，若未加反馈前放大电路
的开环放大倍数变化5％，即dA/A=5％，而引入负反馈后，放大电路的闭环放大倍数的变化量为
可见，引入负反馈以后：，放大电路放大倍数的相对变化量减小到0.5％，即放大电路的相对稳
定性提高了10倍。
从负反馈的自动调节原理来看，尽管放大倍数A的变化，引起Xo的变化，但因负反馈的作用，
使也随Xo而变化，且与的变化趋势相反，其结果使Xo可以自动保持稳定，从而提高了Af=Xo／
XI的稳定性。这里Af的具体含义同样由电路的组态决定。
3.3.4展宽通频带
第二章中曾经指出，由于晶体管某些参数随频
率而变化，电路中又总是存在一些电杭性元件，
因而使放大倍数也随频率而变，放大电路通频带
比较窄。负反馈的自动调节作用可以使放大电路
的放大倍数随频率的变化减小，从而使通频带展
宽。
图Z0307中B是无反馈时放大电路的频率特性
所对应的通频带，是引入较浅负反馈后放大
电路频率特性的通频带。而则是引入较深负反馈后放大电路频率特性的通频带，显然，＞
＞B。以电压串联负反馈为例，由于Uf∝Uo，在中频区，Uo增大，Uf也增大，在高频率区或低
频率区，Uo减小，Uf也跟着减小。就是说，随着频率f的升高或降低，反馈深度都比中频区有所减
小。因为是负反馈，当信号电压UI一定时，，这就使中频区Uo下降多一
些，高低频区Uo下降少一些，其频率特性就显得平坦，使得上限频率增加，下限频率下降。从
而，展宽了通频带。
分析指出，放大电路引入负反馈以后，其中频放大倍数比原中频放大倍数降低了（1＋FA）倍，
而放大电路的频率特性曲线的高频端（放大倍数下降到原中频的0.707时的频率）fHf比无反馈时增
加了（1＋FA）倍，即
fHf＝（1＋FA）fHGS0316
同样，低频端fLf也将比无反馈时降低了（1＋FA）倍，即
fLf＝fL/（1＋FA）GS0317
则通频带为Bf≈fHf＝（1＋FA）fH≈（1＋FA）B。GS0318
显然，通频带展宽是以降低放大倍数为代价换来的。在一定条件下，频带展宽几倍，相应的放大
倍数就要降低几倍（中频放大倍数与频带宽度的乘积保持不变）。
减小非线性失真
放大电路中，由于晶体管等器
件的非线性，当输入信号幅度较
大时，放大电路的输出波形将产
生失真，如图Z0308所示。输入
信号Ui为正弦波，输出信号Uo
变成了上大下小的失真波形。
引人负反馈后，输出波形有所
改善，如图中Uof所示。以电压
串联负反馈为例，由于反馈网络是线性网络，所以，反馈电压波形与输出电压波形一样，也是上大
下小。该波形与原输入波形（正弦波）迭加，结果使净输入电压波形产生了\"预失真\"即Ube变成了
上小下大。\"预失真\"正好抵消了部分因晶体管特性引起的非线性失真，从而使输出波形比较接近正
弦波并得到改善。
需要指出的是，由于负反馈的引入，在减小非线性失真的同时，降低了输出幅度，而且对输入信
号的固有失真，负反馈是无能为力的。
改变输入电阻和输出电阻
一、输入电阻
输入电阻是从放大电路输入端看进去的等效电阻。因为反馈放大电路输入端的反馈方式有串联和
并联之分，故负反馈对放大电路输入电阻的影响与串联反馈还是并联反馈直接有关。
1．串联负反馈使输入电阻增大
在串联负反馈电路中，由于Uf和UI串联作用于输入端，Uf抵抵了UI的一部分，因此，在Ui相
同的情况下，输入电流Ii比没有反馈时减小，故输入电阻RIf=Ui／Ii增大了，这可用图Z0309来说
明。
因Uf取自Xo，令Xo=0时，则Uf消失，于是开环输入电阻RI（即基本放大电路的输入电阻）
为
而闭环输入电阻rif为
因，代入上式可得
上式表明，串联负反馈使闭环输入电阻增加到开环输入电阻的（1＋FA）倍。对于电压串联负反
馈
对电流串联负反馈，。要注意的是，这里的RI必须是反馈环内的量，例如，串联反馈中，基极偏
置电阻Rb对信号源的负载效应不因（1+FA）大小而变，故不属环内量。因此，要考虑Rb的活，
放大电路实际输入电阻为
2．并联负反馈使输入电阻减小
在并联负反馈电路中，由于If对Ii有分流
作用，因此，在Ib一定时，If的出现将使II增
大，从而使闭环输入电阻减小。开环输入电阻
为：
而闭环输入电阻为：
因，代人上式可得：
可见，引入并联负反馈后，使闭环输入电阻rIf降到开环输入电阻ri的1/（1+FA）。要注意的
是，对电压并联负反馈:
而对电流并联负反馈
因Rb的存在将对Ii分流，且分流大小与（1＋FA）有关，故Rb为环内量，即应计算在ri之内，放
大电路的实际闭环输入电阻就等于rif。
二、输出电阻
放大电路对负载而言，可等效为一个信号源。这个信号源的内阻就是放大电路的输出电阻。由于
输出有电压反馈与电流反馈两种方式，故输出电阻的变化趋势就与电压反馈还是电流反馈直接有
关。
1．电压负反馈使放大电路的输出电阻减小
在负反馈电路中，由于电压负反馈能够稳定输出电压，即使RL发生变化，也能保持输出电压稳
定，放大电路近似于恒压源，其效果相当于减小了电路的输出电阻。
计算电压负反馈放大电路输出电阻的方法仍与基本放大电路中使用的方法相同。即令信号源XI＝
0（电压源短路，电流源开路，可保留其内阻），然后移去RL，在输出端加一测试电压Vo（如图
Z0309所示），算出相应的电流Io，则输出电阻为
Rof=Vo/Io
图中Ro包含了RC。在输入回路中，虽然XI=
0，但由于反馈信号Xf的存在，使，在
输出回路中便存在与相应的受控源
。其中Ao为基本放大器输出端开路时的
放大倍数。由图可见
整理可得：
上式表明，电压负反馈使放大电路的闭环输出电阻减小到开环输出电阻的。对于电压
串联负反馈有，对于电压并联负反馈则。必须注意的是，
这里Ro、AUo、ARo是考虑了反馈网络的负载效应之后，基本放大电路的输出电阻和开路（RL=
∞）放大倍数。
由于Ro中包含了Rc在内，故Rof就是放大电路的实际输出电阻。
2．电流负反馈使放大电路的输出电阻增大
当引入电流负反馈后，电路具有稳定输出电流的作用，即使RL发生变化，也能保持输出电流基
本稳定，放大电路近似于恒流源，其效果相当于增大了电路的输出电阻。
图Z0310是计算电流负反馈放大电路输出电阻的方框图。其计算方法同电压负反馈。只是这里输
出回路用的是电流源。
由图可以看出，XI虽然为0，但由于Vo的加入，使，而是
。
所以
式中，As为基本放大电路在输出端短路时（RL＝0）的电流放大倍数。放大器的输出电流为：
整理可得：
可见，引入电流负反馈后，电路的闭环输出电阻增加到开环输出电阻的（1＋AsF）倍。对于电流
串联负反馈有
；对于电流并联负反馈则为。
需要指出的是，这里As是RL＝0时的短路电流放大倍数。Ro中不包含RC在内，这是由于RC的
存在使得流进反馈网络的电流不等于流过负载RL的电流Io，属不严格电流反馈。故放大电路的实
际输出电阻为
一般RC值不大，所以即使Rof增大很多，放大电路的实际输出电阻增加并不显著。
综上所述，负反馈对放大电路输入和输出电阻的影响，可归纳以下两点：
（1）放大电路引入负反馈后，输入电阻的改变取决于输入端的联接方式，而与输出端的取样对
象（电压或电流）无直接关系（取样对象将决定AF的含义），串联负反馈使输入电阻增加，并联
负反馈使输入电阻减小，增加和减小的程度取决于反馈深度。
（2）放大电路引入负反馈以后，输出电阻的改变取决于输出端的取样对象，而与输入端的联接
方式无直接关系，电压负反馈使输出电阻减小，电流负反馈使输出电阻增加，增加和减小的程度决
定于反馈深度。
深度负反馈放大电路的近似计算
1.利用公式的近似计算
如果电路满足深度负反馈条件，则有：
可见，只要根据反馈类型求出相应的反馈系数F（Fu、Fg、Fr、Fi），再应用公式，就
可求出相应的Af（Auf、Arf、Agf、Aif）。如果反馈组态不属于电压串联负反馈，而要计算电压放大
倍数时，还需经过一定转换才能求得。
2.利用公式Xf≈XI，的近似计算
根据负反馈放大电路的方框图（图Z0301）可知：
而深度负反馈放大电路满足，所以由上式可得
Xf≈XiGS0330
上式说明：在深度负反馈条件下，反馈信号Xf和外加输入信号Xi近似相等，即在深度负反馈的
放大电路中，有效输入信号经过放大、反馈得到的反馈信号Xf很强，与外加的输入信号Xi近似相
等，而二者的极性相反，所以，的数值很小。
反馈愈深，Xf与Xi愈接近相等，也愈接近于零。在实际的反
馈放大电路中，通常当|1＋AF|≥10时，便可认为是深度负反
馈。
对不同组态的负反馈电路，式Xf≈Xi中的Xf和Xi表示不同的电
量。
对于串联负反馈电路：Uf≈Ui
对于并联负反馈电路：If≈Ii
利用上述概念和公式，可以大
大简化对深度负反馈放大电路
电压放大倍数的计算过程，并
能得到工程上允许的近似结
果。
利用式GS0328时，如何根据
电路求得F呢？其方法之一是
将反馈网络从电路中分离出
来，分离时，对电压反馈，反馈网络与基本放大电路相连端用恒压源Uo代替；对电流反馈，则用
恒流源Io代替，如图Z0311（a）、（b）所示。由于基本放大电路中已经考虑了反馈网络的负载效
应，故这种等效代替是可行的。
根据这个等效的有源网络，反馈电压Uf（串联反馈）就是AB端的开路电压，而反馈电流Uf
（并联反馈）就是AB端的短路电流。列出关系式即可求得相应的反馈系数F。
在深度负反馈情况下，因Xf≈Xi，所以，反馈环内的基本放大电
路可以看作理想放大电路，则反馈放大电路的输入、输出电阻为：
电压串联负反馈：
电医并联负反馈：
电流串联负反馈:
电流并联负反馈：
例题电路如图Z0312所示。试估算电压放大倍数。
解：已知该电路属于电压串联负反馈组态，故，Af=Auf，F=Fu
（1）利用关系式
该电路的反馈网络等效电路
如图Z0313所示，由图知：
故
（2）利用Uf≈Ui
例题电路如图Z0314所示，估算电压放大倍数。
解：由图可判断该电路为电流串联负反馈组态，故Af=Agf，F=FR
（1）利用关系式
该电
路的反
馈网络
等效电
路如图
Uf=Z0315所示，由图可知
IoRe（Io=Ie）故
由定义知
（2）
Uf=利用关系Uf≈Ui
Io,Re≈Ui
而
故
可见，利用这种关系求解Auf，不必进行转换。
例题电路如图Z0316所示。试估算ArfS。
解：这是一个电压并联负反馈电路。故
Af=Arf,F=Fg
（1）利用关系式
该电路的反馈网络等效电路如图Z0316所示。由图可知：
故
而
（2）利用关系式Ii≈If
由电路可知：而
故从而可得：
例题电路如图Z0317所示。试估算AufS。
解：该电路为电流并联负反馈组态。它的反馈网络等效电路
如图Z0318所示。由图可知:
故
而
*方框图法分析负反馈放大电路
我们已经知道，负反馈放大电路是由基本放大电路与反馈网络组成的一个闭环系统。放大电路
的输入端不仅受输入信号的控制，也受输出信号的控制。因此，除简单电路外，直接计算电路的性
能指标是比较麻烦的。由负反馈原理可知，反馈放大电路的各项性能指标均与基本放大电路的性能
指标有关。那么又如何求得基本放大电路的性能指标呢？在本知识单元中曾经指出，基本放大电路
是指考虑了反馈网络对放大电路输入、输出回路的负载作用，而又将反馈网络分离出去的电路，显
然基本放大电路输入与输出无直接关系，因而分析就比较简单。方框图法的基本思想就是拆环，即
先把反馈放大电路分成基本放大电路与反馈网络两个独立的部分，然后分别计算，再利用负反馈基
本规律求得最后结果。
方框图法的基本步骤如下：
1．从反馈放大电路中划出基本放大电路
绘基本放大电路部分时，既要除去反馈信号，又要考虑反馈网络对基本放大电路的负载作用，一
般按照下述方法绘基本放大电路的输入，输出等效电路。
（1）绘基本放大电路的输入回路时，对于电压反馈，令Uo＝0，即将放大电路的输出端短路，
以使反馈电压为零；对于电流反馈，令Io=0，即将放大电路的输出端断开，以使反馈电流为零。
（2）绘基本放大电路的输出回路时，对于串联反馈，令Ii＝0，即将放大电路的输入端断开，此
时便没有反馈电压加到放大电路的输入端，对于并联反馈，令Ui＝0，即将放大电路的输入端短
路，此时便没有反馈电流流入反馈放大电路的输入端。
按上述方法连接绘出的输入、输出回路，如果输入端是串联反馈，
输入回路中的信号源要用电压源；若输入端是并联反馈，则要用电流
源，这样便得基本的放大电路。然后用等效电路法求出开环量A、Ri
和Ro。
2．从反馈放大电路中划出反馈网络。
绘反馈网络的输入回路时，对电压反馈，其输入用恒压源Uo代替
基本放大电路；对电流反馈，用恒流源Io代替基本放大电路，如图
Z0319所示。
绘反馈网络的输出回路时，对串联反馈、将输出端开路，其开路电压即Uf；对并联反馈，将输
出端短路，其短路电流即If。求出反馈系数F从而得到反馈深度D＝1+AF。
3．根据A、F、D求出闭环量Af、Rif、Rof及等技术指标。
第四章功率放大电路-概述
前面讨论的各种放大电路的主要任务是使负载上获得尽可能大的不大真电压信号，它们的主要指
标是电压放大倍数。而功率放大电路的主要任务则是，在允许的失真限度内，尽可能高效率地向负
载提供足够大的功率。因此，功率放大电路的电路形式、工作状态、分析方法等都与小信号放大电
路有所不同。对功率放大电路的基本要求是：
（1）输出功率要大。输出功率Po=UoIo，要获得大的输出功率，不仅要求输出电压高，而且要
求输出电流大。因此，晶体管工作在大信号尽限运用状态，应用时要考虑管子的极限参数，注意管
子的安全。
（2）效率要高。放大信号的过程就是晶体管按照输入信号的变化规律，将直流电源提供的能量
转换为交流能量的过程。其转换效率为负载上获得的信号功率和电源供给的功率之比值，即：
式中：Po负载上获得的信号功率；PE电源供给的功率。
（3）合理的设置功放电路的工作状态。
功放电路的工作状态有甲类、乙类、甲乙类及丙类。它们的定义如下图Z0401所示。
由于在能量转换的过程中，晶体管要消耗一定的能量，从而造成了η下降。显然，要提高η，就
要设法减小晶体管的损耗。而晶体管的损耗与静态工作点密切相关。图I0401给出了晶体管的几种
工作状态及对应的输出波形。由图可见，甲类状态，iC始终存在，没有信号输入时，直流电源供给
的能量全部消耗在晶体管上，这种状态的效率很低，乙类状态，没有信号输入时，iC=0，晶体管
不消耗能量，这种状态的效率较高。这就指明了提高效率的途径是降低静态工作点。
（4）失真要小。甲类功放通过合理设置静态工作点，非线性失真可以很小，但它的效率低。乙
类状态虽然效率高，但输出波形却出现了严重失真。为了保存乙类状态高效率的优点，可以设想让
两个管子轮流工作在输入信号的正半周和负半周，并使负载上得到完整的输出波形，这样既减小了
失真，又提高了效率，还扩大了电路的动态范围。因而在买际中得到广泛应用。
由于功率放大电路工作在大信号状态，所以对功放电路的分析多采用图解法。要确定的主要性能
指标是Po、PE、PT（损耗）和η。
甲类单管功率放大电路
典型的甲类单管功率放大电路如图
Z0402所示。在图中Rb1和Rb2组成偏置电
路；Cb、Ce为交流旁路电容；Tr1、Tr2是输
入、出变压器，输出变压器Tr2其初级接晶
体管的集电极，次级接负载RL，它的作用
是进行阻抗变换，使放大电路获得最佳负
载，从而提高输出效率。
由图Z0402可列出其直流负载线方程：
UCE=EC-IEReGS0402
因为变压器初级的直流电阻rT很小，故
可视为短路。为了充分利用直流电源EC，功放电路中Re一般选的较小（约几Ω），其上的压降也
可忽略不计，于是式GS0402为：
UCE≈ECGS0403
它表明直流负载线是过点（EC，0）且与纵轴几乎平行的直线，如图0403所示，直流负载线与IB
对应的那条输出特性曲线的交点即为Q点。
放大电路的交流负载
过Q点作斜率为的直线即得到交流负载线，如图中所示。
由于功放管处于极限运用状态，当忽略UCES和ICEO时，由图可见集电极电压变化的幅值Ucm≈
EC。电流的幅值Icm=IC，故，功率管的最大交流输出功率为：
直流电源供给的功率为：
晶体管的集电极最大效率为：
它表明甲类单管放大电路在理想情况下的效率为50％。实际应用时，为了避免输出信号失真过
大，交流动态范围不能太大，应留有充分的余地，再把变压器的损耗考虑在内，实际的效率只有
25～35％。
直流电源供给集电极的功率除输出给负载的功率Po外，其余消耗在晶体管的集电结上，即管子
的损耗功率：PT＝PE-PoGS0408
静态时，Po=0，则：PT=Pcmax＝PE＝ECIC＝2PomaxGS0409
可见，单管甲类功放电路，静态时管耗最大。
当集电极电流iC减小时，根据电磁感应定律，变压器初级线圈中的感应电压与直流电源电压EC
串联相加，使管压降Ucem≈2EC，因此，甲类功放管的最大允许集电极电压BVCER必须大于2EC。
OCL乙类互补放大电路
一、OCL乙类互补对称电路
图Z0404（a）所示电路由两个对称的工
作在乙类状态的射极输出器组合而成。T1
（NPN型）和T2（PNP型）是两个特性一
致的互补晶体管；电路采用双电源供电，
负载直接接到T1，T2的发射极上。因电路
没有输出电容和变压器，故称为无输出电
容电路，简称OCL电路。
设ui为正弦波，当ui处于正半周时，T1
导通，T2截止，输出电流iL=iC1流过RL，形成输出正弦波的正半周。当ui处于负半周时，T1截
止，T2导通，输出电流iL=-iC2流过RL，其方向与iC1相反，形成输出正弦波的负半周。因此，在
信号的一个周期内，输出电流基本上是正弦波电流。由此可见，该电路实现了在静态时管子无电流
通过，而有信号时，T1、T2轮流导通，组成所谓推挽电路。由于电路结构和两管特性对称，工作时
两管互相补充，故称\"互补对称\"电路。
OCL类互补放大电路的输出功率，直流电源供给的功率，效率及管耗的计算如下。
1．输出功率
在EC和RL为定值时，乙类互补电路的最大输出功率为
2．直流电源供给的功率
由于Icm1=Icm1=Icm所以在输出最大功率时，两个电源供给的总直流功率为:
即
3．效率
放大电路在最大输出功率时的效率为
此结果是在输入信号足够大
和忽略管予的饱和压降UCES情
况下得来的，实际效率比这个
数值要低些，即使如此，也比
甲类工作的效率高得多。
4．管耗
互补对称放大电路在输出功
率最大的情况下，两管的管耗
为
二、OCL甲乙类互补对称电路
图Z0404所示电路的缺点是当输入信号ui的瞬时值小于
T1，T2的死区电压时，三极管不导通，只有当ui的瞬时值
过越Uγ以后，管子才导通。因此两管轮流工作衔接不好，
出现了一段死区，产生了所谓的\"交越失真\"，如图Z0405
示。
为了避免交越失真，通常在每管的发射结上加上一定的
正向偏压，使两管在静态时都处于微导通状态，这样，当有信号时，就可使iC和uBE基本上成线性
关系，消除了交越失真，如图Z0406示。此时，电路便工作在甲乙类状态。应当指出，为了提高工
作效率，在设置偏压时，应尽可能接近乙类状态。
图Z0407为OCL甲乙类放大电路。T1为前置级，二极管D接在输出级的基极回路内，静态时的
D两端有一定的正向压降，给T2、T3提供一个适当的正向偏压，产生相应的偏流，从而避免了交
越失真。OCL功放
电路的缺点是必须
采用双电源供电。
OTL甲乙类互补对称电路
图Z0408采用一个电源供电的互补对称电路，它去掉了
负电源，在输出端接入一个容量较大的电容器CL，输出信
号通过电容CL耦合到负载ＲL，而不用变压器，故称无输出
变压器电路，简称OTL电路。[OTL是Output
Transformarleless（无输出变压器）的缩写。]
静态时，一般只要适当调节电位器RP活动头的位置，就
可使IC1、UB2和UB3适当变化，从而使UE=Ec/2，适当选
择R2的数值，前置放大级T1管的静态电流IC1在R2上产生
的压降为T2和T3提供一个合适的偏置。为了使加到T2和
T3的基极信号相等，常在R2两端接上容量适当的旁路电容
C2。R2的取值通常由实验调试决定。
当输入信号ui处于正半周时，T3导通，T2截止，于是T3以射极输出的形式将信号传输给负载，
同时向CL充电；在ui处于负半周时，T2导通，T3截止，已充电的CL充当T2的电源，同时通过
RL放电，T2也以射极输出形式将信号传输给负载。这样就实现了双向跟随，在RL上得到完整的输
出波形。只要选择RL、CL足够大，CL上电压就基本上维持Ec／2值，就可以用电容CL代替负电
源的作用，只不过这时两管的工作电压是Ec／2，而不是Ec。
复合互补对称电路
在大功率输出级中，工作电流较大，而一般大功率管的电流放大系数都较小，因此要求有较大的
基极电流，此外，大功率异型管配对较为困难。解决上述矛盾的方法通常是采用复合管。
1．复合管
复合管是由两只或两只以上的三极管组成一只等效的三
极管。具体接法如图Z0409所示，从中我们可以看到如
下规律：
（1）基极电流ib向管内流的等效为NPN管，如图
Z0409中（a）和（d）；ib向管外流的等效为PNP管，如
图
中
（b
）
和（c）。ib的流向由T1管的基极电流决
定，即导电极性取决于第一只管子。
（2）若把两只管（或多只管）正确联结
成复合管，必须保证每只管各电极的电
流，都能顺着各个管的正常工作电流方向流
动，否则将是错误的。
2．复合管的电流放大系数和输入电阻
由图Z0409（a）所示，复合管的总电流
为：
IC=Ic1+Ic2=β1Ib1+β2Ib2=β1Ib1+β2Ie1
=β2Ib1+β2(1+β1)Ib1=(β1+β2+β1β2)Ib1≈β1β2Ib1=β1β2Ib
所以
可见复合管的电流放大系数近似等于每管电流放大系数的乘积。此结论也适合于其它形式的复合
管。
在图Z0409（a）、（c）两种接法中，T2管的输入电阻rbe2接于T1管射极上。因此复合管的等效
输入电阻为
对于（b），（d）两种接法，复合管的输入电阻，就是T1管的输入电阻即rbe=rbe1。
3．复合互补对称电路
复合互补对称原理电路如图Z0410所示，T2、T4和T3、T5四管组成复合互补对称电路。当输入
信号ui的负半周，T2导通，T3截止，信号经T2、T4放大后，通过CL加到负载RL上，并对CL进
行充电；当输入信号ui的正半周，T2截止，T3导通，信号经过T3、T5放大后，通过CL加到负载
RL上，CL放电。结果在负载RL上就得到被放大了的全波信号。
图中Re4、Re5为发射极稳定电阻，Re2、Re3是穿透电流的分流电阻，也是T4、T5的偏置电阻，
R2是T2、T3的偏置元件，C2对交流短路；推动管T1的静态电流IC14流过电阻R2，在其两端产生
直流压降，供给T2、T3基极与发射极之间合适的正向偏压，以消除输出波形的交越失真。Rc1既是
推动管T1的集电极负载电阻，也是复合管T2的偏置电阻。Rb1是T1的偏置电阻，又是直流负反馈
电阻，用以稳定工作点，同时对输出信号形成电压并联负反馈，使放大电路稳定，改善输出波形。
C3、R1组成自举电路，使UD＞Ec，保证有足够的基极电流来推动T2、T4，使其充分导电，以便得
到最大峰值输出电压Uom≈Ec/2。静态时，UD=Ec-Ic1R1，而UA=Ec/2子，因此，电容C3充电
到两端电压UC3=UD-Ec/2=Ec/2-UR3≈Ec/2
当时间常数τ＝C3R1足够大时，UC3基本上保持常量，不随Ui而变化。输入电压为负时，T2、T4
导通，UA将由Ec／2向更正的方向变化，由于UD=UC3+UA，显然，随着UA的升高D点电位也
自动提高。当UA变到Ec时，UD可达到Ec／2＋Ec＝3Ec／2，这时，相当于D点用了一个3Ec／
2的电源供电。这种利用C3、R1将D点电位自动提高的电路称为自举电路。电阻R1的作用是把D
点和电源Ec隔开，为D点电位的升高创造条件。
互补对称电路具有结构简单，效率高、频率响应好，易于集成化、小型化等优点，因而获得了广
泛的应用。但是在这种电路中，负载电阻的阻值需限制在一定的范围内，当负载电阻较大或较小时
管子定额很难满足要求。
为了妥善地解决上述矛盾，可利用变压器进行阻抗变换，从而构成变压器耦合功率放大电路。
变压器耦合推挽功率放大电路
一、电路特点
变压器耦合推挽功率放大电路如
图Z0411所示。其特点是：
（1）T1和T2，由两个NPN同型
号并且特性完全相同的管子组成；
（2）利用变压器原、副边匝数比
的不同实现阻抗变换，将实际的负
载电阻RL通过原、副边的匝数比
（n=N1/N2），变换成所需要的等
效电阻；
（3）为了减小交越失真，静态时利用基极偏置电路，使T1和T2具有较小集电极电流IC1＝IC2。
由于输出变压器原绕组两部分（N1和N2）的绕向一致，而IC1和IC2的流向相反，故绕组的直流磁
势IC1N1-IC2N2=0，即铁芯中无磁通，工作时不致产生磁饱和现象。这是它的主要优点之一。
二、工作原理
静态时，iL=0，无功率输出。因为无输入信号（ui=0）时，IC1和IC2很小，电源供给的直流功
率也很小。
当输入正弦信号电压ui时，则通过输入变压器Tr1将使T1和T2基极得到一个大小相等而极性相
反的信号电压ui1和ui2。当ui为正半周时，由变压器的同名端可知ube1为正，ube2为负。于是T1导
通，T2截止。此时，输出变压器Tr2的原边上半边绕组有集电极电流iC1流过，而下半边绕组无电
流，iC2=0。同理，在ui的负半周时，情况正好相反，T1截止，T2导通。Tr2原边上半边绕组无电
流通过，而下半边绕组有电流。于是在一个周期的两个半周内。iC1、iC2轮流通过Tr2的原边上下两
半绕组，而且大小相等，相位相反。因此，Tr2的副边将有一个较完整的正弦波iL通过通过负载
RL。
变压器耦合推挽功率放大电路与互补对称功放电路比较，前者虽然解决了负载与放大电路输出级
的阻抗匹配问题，但其体积大、笨重、频带窄、不便于集成等缺点限制了它的使用范围。
直接耦合放大电路中的零点漂移
一、零点漂移现象及其产生的原因
零点漂移是指当放大电路输入信号为零时，由于受温度变化，电源电压不稳等因素的影响，使静态
工作点发生变化，并被逐级放大和传输，导致电路输出端电压偏离原固定值而上下漂动的现象。显
然，放大电路级数愈多、放大倍数愈大，输出端的漂移现象愈严重。严重时，有可能使输入的微弱信
号湮没在漂移之中，无法分辩，从而达不到预期的传输效果，因此，提高放大倍数、降低零点漂移是
直接耦合放大电路的主要矛盾。
产生零点漂移的原因很多，如电源电压不稳、元器件参数变值、环境温度变化等。其中最主要的因
素是温度的变化，因为晶体管是温度的敏感器件，当温度变化时，其参数UBE、β、ICBO都将发生变
化，最终导致放大电路静态工作点产生偏移。此外，在诸因素中，最难控制的也是温度的变化。
温度变化产生的零点漂移，称为温漂。它是衡量放大电路对温度稳定程度的一个指标，定义为：
即温度每升高1℃时，输出端的漂移电压△Uop折合到输入端的等效输入电压△Uip。式中Au为放
大电路总的电压放大倍数，△To（℃）为温度变化量。
二、抑制零点漂移的措施
抑制零点漂移的措施，除了精选元件、对元件进行老化处理、选用高稳定度电源以及用第二单元中
讨论的稳定静态工作点的方法外，在实际电路中常采用补偿和调制两种手段。补偿是指用另外一个元
器件的漂移来抵消放大电路的漂移，如果参数配合得当，就能把漂移抑制在较低的限度之内。在分立
元件组成的电路中常用二极管补偿方式来稳定静态工作点。在集成电路内部应用最广的单元电路就是
基于参数补偿原理构成的差动式放大电路。调制是指将直流变化量转换为其它形式的变化量（如正弦
波幅度的变化），并通过漂移很小的阻容耦合电路放大，再没法将放大了的信号还原为直流成份的变
化（有关调制的概念将在第九单元中讨论）。这种方式电路结构复杂、成本高、频率特性差。
基本差动放大电路
差动放大电路也称差分放
大电路，是一种对零点漂移
具有很强抑制能力的基本放
大电路。差动放大原理电路
如图Z0501所示。它由两个
对称的共射极基本放大电路
组成：其中，T1、T2是两个特性完全相同的晶体管、Rb1=Rb2、
称结构在当前集成电路工艺Rc1=Rc2、Rs1＝Rs2。这种理想的对
方面是基本上可以接近的。图示电路中，信号从两管的基极输入，从两管的集电极输出，这种连接
方式称为双端输入-双端输出方式。
由图可见，当输入端短路时，输出电压为：
UO=UC1-UC2=（Ec-IC1RC1）-（Ec-IC2RC2）=（IC2-IC1）RC
由于电路对称，IC1=IC2，则输出电压等于零。
当温度变化时，因两管电流变化规律相同，两管集电极电压漂移量也完全相同，从而使双端输出
电压始终为零。也就是说，依靠电路的完全对称性，使两管的零点漂移在输出端相抵消，因此，零
点漂移被抑制。
图所示电路仅是差动放大电路的雏型，它还存在许多问题，不能作为实用电路。其原因是：
（1）要做到电路完全对称，是十分困难的，甚至是不可能的；（2）若需要从某个管子集电极输出
（单端输出）时，则输出零点漂移仍然很大；（3）单端输出漂移大，会影响下一级直流工作状
态。
基本差动放大电路如图Z0502所示。它是在图Z0501电路的基础之上增加了一个公共的发射极电
阻Re。图中Rw为调零电位器，调整它可以使IC1=IC2。辅助电源-Ec的作用是补偿Re上的直
流压降，以保证管子有合适的静态工作点。此外，采用双电源供电，可以使UB1＝UB2≈0，从而使
电路既能适应正极性输入信号，也能适应负极性输入信号，扩大了应用范围。
基本差动放大电路抑制零点漂移的原理
图Z0502电路保持了图Z0501电路高度对称的特点，这是抑制零点漂移的条件之一，重要的是
电阻Re对零点漂移有很强的负反馈作用。
由于电路对称，所以，IC1=IC2，IE1=IE2，流过Re的电流为IE＝2IE1。当电源电压波动或环
境温度发生变化时，管子的电流也随之变化，产生温度漂移，此时将发生如下过程：
可见，由于Re的负反馈作用，即使温度变化时，管子集电极电流也能保持稳定，从而使每个管
于输出端的漂移都得到了抑制。显然，Re越大，负反馈作用越强，抑制零点漂移的能力也就越
强，无论是双端输出还是单端输出零点漂移都能得到抑制。
基本差动放大电路的静态分析
Ui=0时，图Z0502
电路的等效直流通路如图
Z0503（a）所示。由于
电路结构对称，计算静态
工作点时，可从半边等效
电路着手，图Z0503
（a）的半边电路等效过程如图Z0503（b）。这里画等效电路的关键是对Re的处理。因为Re可
等效为两个阻值为2Re的电阻的并联，以及等电位点（A、B）之间无电流，从而又可将并联的
2Re分开，这样便将电路分成了两半，如图Z0503（c）所示。这里假定了Rw滑动头处于中间位
置。
计算静态工作点可从基极回路开始，由图Z0503（c）可得：
一般情况下，上式前两项较第三项小的多，可以忽略，从而可得
因IE1=IE2=IE／2，由GS0502式可见，IE≈EE／Re，这表明差动放大电路中Re有恒流作
用，当电路中Re、EE确定后，工作点就确定了，射极总电流IE也就确定了。当温度变化时，IE
基本上是稳定的，且Re与EE越大，对应同样的温漂（△UBE），IE变化越小，电路工作点越稳
定。
基本差动放大电路的动态分析
一、差模放大倍数
若输入到图Z0502电路中，差分对管（T1、T2）基极的信号电压Ui1、Ui2大小相等、极性相
反，
这种输入方式称为差模输入方式，所加信号称为差模信号，常用Uid表示，Uid=Ui1-Ui2，
。差动放大电路对差模信号的放大能力用差模放大倍数表示：
设单管放大电路的放大倍数为Au1、Au2，由于电路对称，Au1=Au2，则差动放大电路的输出
电压为：
Uod=Uo1-Uo2=Au1Ui1-Au2Ui2=Au1（Ui1-Ui2）GS0505
即输出电压与输入电压之差成比例，故称差分放大电路。
在差模输入时，Ui1-Ui2=Uid，由式GS0504和式GS0505可得：
这表明差动放大电路双端输入一双端输出时的差模电压放大倍数等于单管放大电路的放大倍数。
计算差模放大倍数，可采用第二单元中介绍的微变等效电路分析法。先画出图Z0502电路的交流
等效电路，如图Z0504所示。这里要注意两点，一是由于Ui1=-Ui2=Uid／2，则Ie1=Ie2，
流过Re的差模信号电流为零，因此，Re对差模信号相当于短路，这与单管放大电路中的Re不
同；二是由于Ui1=-Ui2，且电路对称，UC1升高多少，UC2就下降多少，RL的中点电位保持
不变，对应于交流地电位为零。因此，半边交流等效电路如图Z0504（b）所示。将图中三极管用
简化h参数等效电路代替，便可求得单管放大电路的放大倍数，即：
若输出信号取自图Z0502电路某一管的
集电极即单端输出方式，此时，输出信号
有一半没有利用，即Uod=Uo1（双端输
出时Uod=2Uo1），放大倍数必然减小
一半，故：
（单端输出：T1集电极输出）GS0508
二、共板抑制比CMRR
若图Z0502电路输入端输入一对相位相同，大小相等的信号，这种输入方式称为共模输入方式。
所加信号称为共模信号，用Uic表示，Uic=Ui1=Ui2。温度变化，电源电压波动等引起的零点
漂移折合到放大电路输入端的漂移电压，相当于输入端加了\"共模信号\"，外界电磁干扰对放大电路
的影响也相当于输入端加了\"共模信号\"。可见，共模信号对放大电路是一种干扰信号，因此，放大
电路对共模信号不仅不应放大，反而应当有较强的抑制能力。
图Z0502电路，双端输出时，若电路完全对称，则UOC=UO1-UO2=0，共模信号被完全抑制
掉。若电路对称性稍差，则由于共模输入时，引起两管电流变化是同相的，通过Re的电流约为单
管射极电流的两倍，Re对共模信号将产生很强的负反馈作用，使共模信号仍能得到较强的抑制。
对共模信号而言，图Z0502电路的等效电路如图Z0505所示。其中图（b）为半边等效电路。由
于Re仅对共模信号产生负反馈，而对差模。信号没有影响，故称之为共模负反馈电阻。电路中一
般都将Re选的很大，以对共模信号引入深度负反馈。根据深度负反馈放大电路的计算方法
（Xi≈Xf）可由图示电路算出单端输出时的共模放大倍数：Ui≈Uf=Ie（2Re+1／2Rw）≈2Re
Ie
Uo=IoRc=-IeRc
可得：
（单端输出时的共模放大倍数）GS0509
只要2Re>?/font>Rc，则Auc（单）<1，电路对共模信号就有较强的抑制能力。
为了衡量差动放大电路对差模信号的放大和对共模信号的抑制能力，引入\"共模抑制比\"这一指
标。定义为：
CMRR越大，说明差动放大电路的质量越好。
双端输入-双端输出时，若电路完全对称，则
它表明对称性越高，抑制比越高。
双端输入-单端输出时，
它表明Re越大，共模负反馈越强，共模抑制比越高。
三、输入电阻和输出电阻
差动放大电路的差模输入电阻是指差模输入时，从两输入端看进去的等效电阻，由图I0544（a）
的微变等效电路即可求得：
共模输入电阻是指共模输入时，从输入端看进去的等效电阻，由图I0545（a）画出微变等效电路
可得：
电路的输出电阻是从放大器输出端看进去的电阻。当从双端输出时，其差模输出电阻为：
ro（双）＝2RcGS0515
单端输出时，其差模输出电阻为：
ro（单）＝RcGS0516
例题0401已知：图Z0502电路中，Rc＝30kΩ，Rs＝5kΩ，Re＝20kΩ，Ec＝EE＝15V，RL=
∞；二极管的β＝50、rbe=4kΩ。
（1）试求双端输出时的差模放大倍数Aud（双）；
（2）若电路改为从T1管集电极单端输出，试计算此时的Aud（单）、Auc（单）、CMRR；
（3）若T1、T2发射极接入调零电位器Rw＝200Ω、其滑动端处于中间位置，则单端输出时的
Aud（单）、Auc（单）、CMRR各为多少？
解：（1）双端输出时的放大倍数为：
（2）单端输出时，Aud（单）=（双）
（3）接入RW后，它对共模信号和差模信号均产生负反馈作用，从而使|Aud|、|Auc|均下降。
当单端输出时：Aud（单）=-5.32由于2Re>Rw／2，Auc（单）几乎不变，即Auc（单）≈-
0.75，CMRR≈71。
差动放大电路的改进
由式GS0512可知，要想提高差动放大电
路的共模抑制比，就要增大共模负馈电阻
Re，但增大Re会使其直流压降增大，要保
持合适的静态工作点，EE就要增大很多，
这显然是不经济的。
恒流源电路具有输出电阻很高而直流压降
较小的特点，若用恒流源电路代替图Z0502
电路中的Re，就可在EE不高的情况下，获
得很高的共模抑制比。图Z0506（a）就是一个带有恒流源的差动放大电路，图（b）是它的简化表
示。
图中，T3是恒流管，R1、R2、D是它的偏置元件，Re是负反馈
电阻，用以提高恒流源电路的输出电阻。由于偏置电路一定，IB3就
随之确定，IC3=βIB3，也就确定（T3管工作在放大区）当UCE3变化
时，由于IC3几乎不变，则等效交流电阻将很高而保
证T3工作在放大区所需的UCE3并不高，一般只要UCE3≥1V即可。
对恒流源差动放大电路进行静态分析时，应从恒流源电路着手，先
确定出IC3，进而可确定出IC1=IC2=IC3/2及UC1=UC2=EC-
IC1RC（对地）等。关于差模放大倍数、共模放大倍数及共模抑制比
的计算方法同前面介绍的方法一样，仅是用恒流源的输出电阻替代了
Re。
例题0502图Z0507是某集成电路的输入级原理电路。已知三极管的β均为100，三极管的UBE
和二极管的压降UD均为0.7V，Rc=7.75kΩ，RL=11.2kΩ，Rb1=1.5kΩ，Rb2=3.2kΩ，Re=
2.2kΩ，EC=EE=6V
（1）估算静态工作点Q；（2）估算差模放大倍数；（3）估算差模输入电阻rid和差模输出电阻
ro。
解：（1）若忽略T3管的基极电流，则流过Rb1的电流为：
流过T3管发射极的电流为
自此可得：
（2）双端输出时的差模放大倍数为：
式中，
所以双端输出时的差模放大倍数Aud=-58.9
（3）差模输入电阻和输出电阻分别为：
rid=2rbe=2×5.6=11.2kΩro=2RC=2×7.75=15.5kΩ
在实际应用中，差动放大电路还有单端输入-双端输出及单端输入-单端输出等连接方式，其原理
可参阅有关资料自行分析。
集成电路的特点
集成电路一般是在一块厚0.2～0.5mm、面积约为0.5mm的P型硅片上通过平面工艺制做成的。
这种硅片（称为集成电路的基片）上可以做出包含为十个（或更多）二极管、电阻、电容和连接导
线的电路。
一、集成电路中元器件的特点
与分立元器件相比，集成电路元器件有以下特点：
1.单个元器件的精度不高，受温度影响也较大，但在同一硅片上用相同工艺制造出来的元器件性
能比较一致，对称性好，相邻元器件的温度差别小，因而同一类元器件温度特性也基本一致；
2.集成电阻及电容的数值范围窄，数值较大的电阻、电容占用硅片面积大。集成电阻一般在几十
Ω～几十kΩ范围内，电容一般为几十pF。电感目前不能集成；
3.元器件性能参数的绝对误差比较大，而同类元器件性能参数之比值比较精确；
4.纵向NPN管β值较大，占用硅片面积小，容易制造。而横向PNP管的β值很小，但其PN结
的耐压高。
二、集成电路的设计特点
由于制造工艺及元器件的特点，模拟集成电路在电路设计思想上与分立元器件电路相比有很大的
不同。
1.在所用元器件方面，尽可能地多用晶体管，少用电阻、电容；
2.在电路形式上大量选用差动放大电路与各种恒流源电路，级间耦合采用直接耦合方式；
3.尽可能地利用参数补偿原理把对单个元器件的高精度要求转化为对两个器件有相同参数误差的
要求；尽量选择特性只受电阻或其它参数比值影响的电路
集成电路恒流源
恒流源电路是指能够输出恒定电流的电路。它具有很高的动态输出
电阻，在集成电路中，广泛地应用于晶体管的偏置电路、差动放大电
路的射极电路、直流电平移动电路、放大电路的负载等。恒流源电路
形式较多，这里仅讨论其中最基本的几种。
一、基本恒流源电路
基本恒流源电路如图Z0601所示。在集成电路中，T1、T2是相邻
的晶体管，因此它们的性能参数基本
相同。R与T1管串联作T2管的偏置电
路，并提供基准电流IR。T1管的集电
极与基极连接在一起，UCB＝0，它
工作在临界饱和状态，IC1=βIB1仍
成立，因此，可以认为T1、T2均工作
在线性区。因为UBE1=UBE2，故
有IB1=IB2，IC1=IC2，由图可知：
从而可得：
若β>2，则有：
它表明T1、T2管具有电流\"镜像\"关系。这种恒流源电路也常称为\"镜
像\"恒流源电路。
由于UBE与温度有关，所以，这种恒流源受温度影响较大；此外，
当β值不高时，IC2与IR之间误差较大，电路的镜像特性变差。因
此，在此电路的基础上出现了多种改进形镜像恒流源电路。
二、微电流恒流源电路
集成电路中某些放大电路往往要求提供微弱的偏置电流，以提高输入阻抗，减小失调等。上述电
路IC2较大，要减小IC2就要增大R，而集成电路工艺不允许使用高阻值电阻。这就需要从电路结
构上改进。改进后的电路如图Z0602所示，它是在图Z0601的基础上增加了一个射极电阻Re。
当IR一定时，UBE1-UBE2=△UBE=IE2Re2，从而可得：
因△UBE较小，用阻值不大的Re2就可获得微小的工作电流。此外，由于Re2的电流负反馈作
用，使得这种电路输出电流的稳定性得以提高。
三、多路恒流源电路
在集成电路中，常常要用到多个恒流源，这时可将恒流源电路改接成图Z0603所示的组合形式。
图中，R与T2管相串联，提供基准电流IR，并建立T1、T3、T4管的偏置电压。T2与T1，T2与
T3分别组成微电流源，按微电流源电流分配原则分配电流；T2与T4组成镜像电流源，IC4＝IR。
因为，只要满足UCE≥1V，就能使恒流管工作在放大区从而具有恒流特性，所以，恒流源两端
的直流压降较小，直流电阻UCE/IC也就较小。而当UCE变化时，IC基本上不变，所以，交流
电阻很大。
以上讨论的是NPN型管组成的恒流源电路，如果需要的电流方向相反，则可选用PNP型管组成
恒流源电路。
有源负载的基本概念
利用恒流源代替放大电路中的负
载，就构成有源负载放大电路。这种
放大电路不仅单级电路电压放大倍数
高，还可以改善放大电路的其他性
能。因此，这种有源负载放大电路已
成为模拟集成电路设计特色之一。
图Z0604是有源负载共射放大电路的基本形式。图中T是共射放
大级，PNP型管T1、T2及电阻组成恒流源电路。此时，放大电路的负载为有源器件T2，故称为有
源负载放大电路。
由于为恒流源输出电阻ro与负载电阻RL的并联值，只要RL足够大，这种电路的电压放大
倍数可高达几千倍。而且放大倍数与负载两端直流压降（或Ic）无关。
图Z0605是带恒流源负载的差动放大电路。图中，T1、T2组成带恒流源的差动放大电路，T3、
T4组成镜像恒流源电路，作为差动放大电路的有源负载。这种差动放大电路不仅电压放大倍数
大，而且共模输入电压范围也大。
当uid输入时，T1管集电极电流为IC1，T2管集电极电流为-IC2，且-IC2=IC1；当T1管集电
极电流增加的同时，T3管电流必然也增加，且IC1=IC3；由于IC3与IC4为镜像关系，即IC3=
IC4，这样流过负载的电流
IL=IC4-IC2=IC3-IC2=IC1-IC2=2IC1；即负载中得到的是单端输出信号电流的两倍，也就是等
于双端输出时的信号电流。这表明恒流源负载差动放大电路还能在不降低放大倍数和共模抑制比的
前提下，将双端输出变为单端输出，实现单端化。
集成运放的典型电路及参数
集成运算放大电路一般由输入级、中间级、输出级和偏置电路组成，如图Z0606所示。为了对集
成运放内部电路有一个基本了解，本知识点以典型的集成运算放大电路F007为例，介绍集成运算
放大电路的组成、工作原理及主要参数。
典型集成运放F007电路简介
F007属第二代集成运放，它的电路特点
是：采用了有源集电极负载、电压放大倍
数高、输入电阻高、共模电压范围大、校
正简便、输出有过流保护等。它的原理电
路如图Z0607所示
一、偏置电路
偏置电路的作用是向各级放大电路提供
合适的偏置电流，决定各级的静态工作
点。F007的偏置电路由T8～T13组成。基准电流由T12、R5、T11，和电源EC（15V）、EE（-
15V）决定：
T10、T11和R4组成微电流源电路，提供输入级所要求的微小而又十分稳定的偏置电流，并提供T9
所需的集电极电流，即IC10＝IC9＋2IB3；T8与T9组成镜像恒流源电路，提供T1、T2的集电极电
流，即IC1＋IC2＝IC9，T12与T13组成镜像恒流源电路，提供中间级T16、T17的静态工作电流，并
充当其有源负载。
二、输入级
输入级对集成运放的多项技术指标起着决定性的作用。它的电路形式几乎都采用各种各样的差动
放大电路，以发挥集成电路制造工艺上的优势。F007的输入级电路是由T1～T7组成的带有恒流源
及有源负载的差动放大电路。有源负载是由T5，T6、T7及R1、R2、R3组成的改进型镜象恒流源电
路。用它作差动放大电路的有源负载，不仅可以提高电压放大倍数，还能在保持电压放大倍数不变
的条件下，将双端输出转化为单端输出。
T1～T4组成共集一共基型差动放大电路。其中，T1、T2接成共集电极形式，可以提高电路的输
入阻抗，同时由于UC1＝UC2=EC-UBE8，，因而共模信号正向界限接近EC，即提高了共模信号
的输入范围；T3、T4，组成共基极电路，具有较好的频率特性，同时还能完成电位移动功能，使输
入级输出的直流电位低于输入直流电位，这样后级就可直接接NPN型管；由于PNP型管的发射结
击穿电压很高，这种差动放大电路的差模输入电压也很高，可达
30V以上，此外，共基极电路输入电阻较小，而输出电阻较大，
有利于接有源负载，并起到将负载与NPN管隔离开的作用。
三、中间级
中间级电路的主要任务是提供足够大的电压放大倍数，并向输
出级提供较大的推动电流，有时还要完成双端输出变单端输出，
电位移动等功能。F007的中间级是由复合管T16、T17和电阻R6
组成的共发射极放大电路，T12、T13组成的镜象恒流源作为它的
有源负载，因而可以获得很高的电压放大倍数。R6起电流负反馈作用可以改善放大特性。
四、输出级
输出级的作用是向负载输出足够大的电流，要求它的输出电阻要小，并应有过载保护措施。输出
级大都采用互补对称输出级，两管轮流工作，且每个管于导电时均使电路工作在射极输出状态，故
带负载能力较强。F007输出级采用的就是由T14和复合管T18、T19组成的互补对称电路。R7、R8
和T15组成电压并联负反馈偏置电路，使T15的c、e两端具有恒压特性，为互补管提供合适而稳定
的偏压，以消除文越失真。
D1、D2和R9、R10组成过载保护电路，正常工作时，R9、R10上的压降较小，D1、D2均处于截止
状态，即保护电路处于断开状态，一旦因某种原因而过载，T14及复合管的电流超过了额定值，则
R9、R10上的压降明显增大，D1、D2将导通，从而对T14和T15的基极电流进行分流，限制了输出
电流的增加，保护了输出管。
集成运放的新产品不断出现，它们的性能更加优越，除通用型集成运放外，还出现了一些专用集
成运放。
集成运放作为一个有源放大器件应用于实际电路时，常用图Z0608所示符号表示。它有两个输入
端、一个输出端。大箭头表示信号传输方向。当信号从反相端输入时，输出电压与输入电压成反相
关系，当信号从同相端输入时，输出电压与输入电压同相。
集成运放的主要技术参数
评价集成运放好坏的参数很多，它们是描述一个实际运放与理想放大器件接近程度的数据，这里
仅介绍其中主要的几种。
一、输入参数
1．输入失调电压UO及其温漂
在室温及标准电源电压下，为了使静态UO=0，而在输入端需要加的补偿电压值称为UOS，它
反映电路中的对称程度和电位配置情况。典型值为2mV。
是在指定温度范围内UOS随温度变化的平均变化率。是运放电压漂移特性的量度。单位
μV／℃，一般为0.3～30μV／℃。
2．输入偏置电流IB
IB是在室温及标准电源电压下，以理想恒流源驱动两输入端，使UO＝0时的两个输入端电流的
平均值，即
IB＝（IB1＋IB2）／2。通常，IB为0.1～10μA。
3．输入失调电流IOS及其温漂
IOS是指在UO=0时，两输入端静态电流之差，即IOS＝IB1-IB2，一般为0.5～5μA。
是在指定温度变化范围内，IOS随温度的变化率。其值为3pA／℃～50nA／℃。
二、差模特性参数
1．开环差模电压放大倍数Aod及其频率特性。
Aod是指在标准电源及规定负载凡下的开环差模电压放大倍数。|Ad（jω）|下降到直流差模电压
放大倍数Aod的时所对应的频率为fH。
2．最大差模输入电压Uidm
Uidm是指两个输入端之间所能承受的最大电压差值。超过该值，输入级某一侧将出现PN结反向
击穿现象。
3．差模输入电阻rid
rid是在室温下，开环运放两输入端之间的差模输入信号的动态电阻。双极型管输入级rid在几
十kΩ～几MΩ；场效应管差动输入级rid可达108Ω以上。
三、共模特性参数
1．最大共模输入电压Uicm
Uicm是共模输入电压范围。是在标准电压下，两输入端相同电位时的最大输入电压值。一旦超
过Uicm，则CMRR将明显下降。
2．共模输入电阻ric
ric是指室温下，每个输入端到地的共模动态电阻。
3．共模抑制比CMRR
CMRR定义为运放开环差模电压放大倍数与其共模电压放大倍数之比，即
或
它等于差动输入级的CMRR，典型值为80dB以上。
四、大信号动态参数
1．转换速率SR
SR表示运放对大信号阶跃输入有多快的反应能力，是在额定大信号输出电压时，运放输出的最
大变化速率，即
。
2．全功率带宽fpp
fpp是指在正弦输入且运放接成电压跟随器组态时，在额定输出电流Iom及规定失真条件下的额
定输出电压Uom所对应的带宽。
其他参数可查阅有关集成电路手册。
概述
集成运放作为通用性很强的有源器件，它不仅可以用于信号的运算、处理、变换和测量还可以用来
产生正弦或非正弦信号，不仅在模拟电路中得到广泛应用，而且在脉冲数字
电路中也得到日益广泛的应用，因此，它的应用电路品种繁多，为了分析这
些电路的原理，必须了解运放的基本特性。
一、集成运放的开环差模电压传输特性
集成运放在开环状态下，输出电压UO与差模输入电压Uid=U--U+之
间的关系称为开环差模传输特性。理论分析与实验得出的开环差模传输特性
曲线如图Z0609所示。
曲线表明运放有两个工作区域：线性区（阴影部分）和非线性区（阴影两
侧区域）。在线性区内：
UO=Aod（U--U+），即输出电压与输入电压成线性关系。由于Uomax有限，而一般运放的开环
电压放大倍数Aod又很大，所以，线性区域很小。应用时，应引入深度负反馈网络，以保证运放稳
定地工作在线性区内。
在非线性区内，UO与Uid无关，它只有两种可能取值，即正向饱和电压＋Usat（U+＞U-）和
负向饱和电压-Usat（U-＞U+）。
两种区域内，运放的性质截然不同，因此在使用和分析应用电路时，首先要判明运放的工作区域。
二、理想运放的两个重要特性
为了突出主要特性，简化分析过程，在分析实际电路时，一般将实际运放当作理想运放看待。所谓
理想运放是指具有如下理想参数的运放：
开环电压放大倍数Aod=∞
输入电阻rid=∞
输出电阻ro＝0
频带宽度B＝∞
共模抑制比CMRR＝∞
输入偏置电流IB1＝IB2＝0
失调和温漂等均为零。
理想运放是不存在的，然而，随着集成电路工艺的发展，现代集成运放的参数与理想运放的参数很
接近。实践表明用理想运放作为实际运放的简化模型，分析运放应用电路所得结果与实验结果基本一
致，误差在工程允许范围之内。因此，在分析实际电路时，除要求考虑分析误差的电路外，均可把实
际运放当作理想运放处理，以使分析过程得到合理简化。
工作在线性区域的理想运放具有两个重要特性：
1.理想运放两个输入端的电位相等。因为U--U+=UO／Aod，而Aod＝∞，UO为有限值，故有:
U-=U+GS06004
2.理想运放的输入电流为零，这是由于rid=∞，所以有：
Ii＝0GS06005
这两条特性大大简化了运放应用电路的分析过程，是分析运放工作在线性区域的各种电路的基本依
据，这两条特性常用\"虚短\"这个概念来概括。所谓\"虚短\"，是指对电压而言，两个输入端是短路的；
但对电流而言，两个输入端却是开路的。
运放在工作时都带有一定的正反馈或负反馈网络，因此，分析时首先要判别运放的工作状态。判别
工作状态的依据是：
（1）若U-＞U+，则运放工作在线性区；
（2）若U+≥U-，则运放工作在非线性区。
理想运放工作在非线性区时，也有两个基本特性：
（1）运放的输入电流为零，即Ii＝0；
（2）输出电压有两种可能取值：
U-＞U+则UO=-Usat
U+＞U-则UO=Usat
U+=U-只是两个状态的转换点。
综上所述，分析运放应用电路时，先将实际运放视为理想运放，然后，判别运放的工作状态，最
后，按各个区域的特性结合电路分析理论进行分析计算。
运放的基本连接方式
如同三极管放大电路有三种基本
组态一样，各种复杂的运放应用电
路也可划分为几种最基本的组态
（或称连接方式），掌握了这几种
组态的分析方法及其主要特性，就
可分析更为复杂的电路。
一、反相输入组态
电路连接方式如图Z0609所示。输入信号通过R1加到运放的反相输入端，输出信号通过负反馈
电阻Rf也加到反相输入端，从而在反相输入端实现电流相加（I1=Ii+If），即引入电压并联负
反馈，这种类型的应用电路称为反相输入组态。图中Rp为输入平衡电阻，Rp应选为R1∥Rf。
根据工作在线性区运放的基本特性可得：U+=U-=0，I1=If
而
故有：
电压放大倍数：
由GS0606式可知，这种组态电路的输出电压与输入电压反相且成比例（有时称为反相比例器），
其基本功能是实现比例运算。当Rf=R1时，UO=-UI实现了反相功能（称为反相器或反号
器）。
二、同相输入组态
电路如图Z0610所示，输入信号加到同相输入端，反馈信号通过Rf、R加到反相输入端（引入
负反馈），从而在输入端实现电压相加（U+=Uid+U-），即引人电压串联负反馈，这类电路称
为同相输入组态。
根据U+=U-及Ii＝0，对图示电路可得：
从而可得：
电压放大倍数为：
由GS0608式可知，输出电压与输入电压同相且成比例，实现了同相
比例运算。
当Rf=0，R=∞时，Auf＝1，这种电路称为电压跟随器，它具有
电压放大倍数等于1，输入阻抗高、输出阻抗低的特点，广泛用作隔
离或缓冲电路。
三、差动输入组态
基本差动输入组态电路如图Z0611所示。相位相关的两个信号Ui1、Ui2分别通过R1、R2加到
反相端和同相端。输出信号通过与R3匹配的电阻Rf反馈到反相输入端，从而构成闭环负反馈电
路。这种组态对差模特性，虽然可以等效为同相组态与反相组态的迭加，但它的共模特性具有反相
组态与同相组态不可包含的特殊性。因此，把它看作是运放应用的基本组态之一。它可以由一块运
放组成，也可由两块以上的运放组成。为了保证输入端平衡工作和提高共模抑制比，选取电路参数
R1=R2，R3＝Rf。
根据Ii＝0，利用叠加原理可得：
再由U+=U-，根据上两式可得：
整理可得：
可见输出电压与输入电压之差成比例，实现了差动比例运算。
四、开环比较组态
运放应用，除上述工作在线性区的3种组态外，还有一个非线性应用的基本组态。这种组态的电
路如图Z0612所示。通常一个输入端接基准电压，另一个输入端的输入信号与基准电压相比较，根
据比较结
果，输出电压产生跃变。DZ1、DZ2是稳压管，它们的作用是限制输出电压的幅度，从而使
Ui＞ER时，UO=-UZ
Ui≤ER时，UO=UZ
式中UZ为稳压管的工作电压。
集成运放在信号运算方面的应用
一、加法器
图Z0613电路具有对输入信号相加的功能。根据理想运放的基本
特点可得：
显然，电路可将输人信号按一定的比例进行相加运算，故称之为加法器。当R1=R2=R3=Rf
时，上式简化为
UO=－（Ui1+Ui2+Ui3）
二、微分器
电路如图Z0614所示，根据U+=U-
及Ii＝0可得：
U+=U-＝0
iC＝if
因，
故有：
可见输出电压与输入电压的微分成比例，实现了微分运算。
三、积分器
积分运算电路如图Z0615所示。由图可得：
从而可得：
可见输出电
压与输入电压
的积分成比
例，实现了积
分运算。
四、对数及反
对数运算器
根据半导体PN结的伏安特性，可以实现对数及反对数运算。
图Z0616（a）为对数运算器电路。在UCB≥0，UBE＞0的条件下，IC与UBE相当宽的范围内有精
确的对数关系。即，从而有
由代入上式则有：
这表明该电路输出电压与输入电压的对数成比例，实现了对数运算功能。
同理，由图Z0616（b）可得：
这表明该电路输出电压与输入电压的指数成比例，实现了指数运算功能，也即实现了反对数运算的
功能。
利用前述几种运算器的组合还可以实现乘、除、乘方等运算。这几种运算器都是模拟计算机中的
基本单元。
例题：利用加法器和积分器求解微分方程：
式中uo是由所产生的输出电压，设全部初始条件为零。
解：利用积分器解微分方程的思路是：把变量对时间的高次微商项多次积分，直至得到变量，同
时通过选择电路参数满足方程式中所给系数。本题；即对积分得，再积分得uo，而
又可由、uo及求和得到。据此，原方程可变形为：
两边积
分有：
采用求和积分器实现上式运算，电路如图Z0617所示。图中A1为求和积分器，对方程右边三项积
分后得出，A2对再次积分便得到-uo，A3为反相器，输出即为uo在运算操作时，先将
K1、K2接通一下，使C1、C2放电，从而实现初始条件。当加入后，可用示波器观察
uo的波形，这就是所给微分方程的解。
关于运放非线性状态的应用仅举下例加以说明。
例题：方波产生器的基本电路如图Z0618所示。试分析其产生方波的原理。
解：由图可见，该电路输出端经R1、R2分压后通过R3引入了正反馈，与此同时，Rf、C组
成的积分电路又引入了负反馈，运放起比较器作用。
电路接通电源瞬间，输出电压究竟偏于正向饱和还是偏于负向饱和、纯属偶然，设Uo＝-
Usat，这时加到同相端的电压为-F+Usat（相当于基准电压），加到反相端的电压为uc（相当于
输入电压）。电源接通瞬间因电容C两端电压不能突变，只能由输出电压uo通过Rf按指数规律
向C充电来建立。充电电流方向由C→Rf→地，充电结果C上端电位越来越负，当uc略负于-
F+Usat时，输出电压便从负饱和值迅速翻转到正饱和值Usat；这时uo又通过Rf给C反向充
电，使uc逐渐升高，直到uc略正于F+Usat时，输出状态再次翻转，如此循环便产生了一系列的
方波。
集成运放在使用中应注意的问题
在集成运算放大电路的应用中，会碰到一些实际问题，如果对这些问题不了解和不设法解决，使
用起来将十分困难，甚至根本不能工作。这些问题主要是，偏差调整、相位校正、保护措施及性能
扩展等。
一、偏差调整
对一个单片集成运放，总是要求输入为零时，输出也为零。但在实际中往往做不到，主要原因是
运放中第一级差动放大电路存在着失调电压和失调电流，以及使用过程中电路上某些不合理之处引
起的。为了减小偏差电压，就要求：
（1）失调电压、失调电流尽可能地小；
（2）两个输入端的直流电阻一定要相等；
（3）输入端总串联电阻（RS1、RS2）不能过大；
（4）偏流应尽可能的减小。
这几条减小偏差的要点是使用运放中十分重要的问题。
实际运放都有偏差调整端子，如F007中的①、⑤端子，图Z0607中的RW就是凋零电位器。这
里要注意偏差调整电路（调零电路）仅能人为做到零输入时零输出，而温度变化产生的失调温漂并
不能通过调零电路来消除。
二、相位校正
由于集成运放是一个高增益的多级放大器，虽然它是在负反馈条件下工作的，但由于在高频区将
产生附加相移，这就可能使负反馈变为正反馈，此时，如反馈深度较深，即≥1，就会产生自激振
荡，从而使运放无法稳定地工作。
要保证电路稳定地工作，就必须设法破坏自激振荡条件，即要做到当≥1时，总相移小于180°或
当总相移等于180°时，使＜1。
在电路中人为地加一些\"校正网络\"来改变电路的相频特性或幅频特性，破坏自激条件，这就是相位
校正或相位补偿技术。
相位校正的方法很多，常用的有积分校正，微分校正等。
积分校正的主导思想是压低高频放大倍数，使发生自激的那些点附近的放大倍数压得很低，从而
破坏＝1的条件。具体方法是在运放电路的某一级加\"压低电容\"CX，或加Rφcφ串联校正网络。
RφCφ或CX一般接在集电极与基极之间（如图Z0607中的8、9端），这时，小电容可以起到大
电容的作用，因而可将补偿电容集成在整个运放电路之中。
一般运放出厂时，厂家都己给出相位校正端子及不同闭环增益下补偿元件的数据，可由产品手册
上查到。
微分校正的主导思想是提供一个超前的相移，以抵消滞后的相移，从而使＝1时总相移小于
180°。当微分网络加在开环电路里面时，则提供一个超前相移，抵消开环特性的附加相移；当加到
反馈支路时，则在反馈系数中提供一个超前相移，以抵消滞后相移。
三、保护措施
集成运放的电源电压接反或电源电压突变，输入电压过大，输出短路等，都可能造成运放损坏，
因此，使用时必须采取适当的保护措施。
为了防止电源反接造成故障，可在电源引线上串入保护二极管，使得当电源极性接反时，二极管
处于截止状态。
为了防止差模或共模输入电压过高，而产生自锁故障（信号或干扰过大导致输出电压突然增高，
接近于电源电压，此时不能调零，但集成运放不一定损坏），可在输入端加一限幅保护电路，使过
大的信号或干扰不能进入电路。
为了防止输出端碰到高压而击穿或输出端短路造成电流过大，可在输出端增加过压保护电路和限
流保护电路。
四、性能扩展
实际运放的某些参数有时不能满足实际电路中的要求，如有时需要有较高的输入电阻、有时需要
有较大的输出功率，有时需要高速低漂移等，这时就需要在现有集成运放的基础上，增加适当的外
围电路进行功能改善。
有关运放实际应用中的一些具体方法、措施可参阅有关资料。
半波整流电路
一、半波整流电路
半波整流电路如图Z0702所示。它由电源变压器Tr整流二
极管D和负载电阻RL组成，变压器的初级接交流电源，
次级所感应的交流电压为
效值。其中U2m为次级电压的峰值，U2为有
（ωt=0~π），二极电路的工作过程是：在u2的正半周
管因加正向偏压而导通，有电流iL流过负载电阻RL。由
于将二极管看作理想器件，故RL上的电压uL与u2的正半
周电压基本相同。在u2的负半周（ωt
=π~2π），二极管D因加反向电压而截止，RL上无电流流
波形如图I0702所过，RL上的电压uL=0。可画出整流
示。可见，由于二极管的
单向导电作用，使流过负载电阻的电流为脉动电流，电压也
为一单向脉动电压，其电压的平均值（输出直流分量）为
GS0701
流过负载的平均电流为
GS0702
流过二极管D的平均电流（即正向电流）为
GS0703
加在二极管两端的最高反向电压为GS0704。
选择整流二极管时，应以这两个参数为极限参数。
半波整流电路简单，元件少，但输出电压直流成分小（只有半个波），脉动程度大，整流效率低，
仅适用于输出电流小、允许脉动程度大、要求较低的场合。
全波整流电路
全波整流电路如图Z0703所示。它是由次级具有中心抽头的电源变
压器Tr、两个整流二极管
D1、D2和负载电阻RL组
成。变压器次级电压u21和
u22大小相等，相位相反，
即
u21=-u22=
式中，U2是变压器次级半边绕组交流电压的有效值。
全波整流电路的工作过程是：在u2的正半周（ωt=0~π）D1正偏
导通，D2反偏截止，RL上有自上而下的电流流过，RL上的电压
与u21相同。
在u2的负半周（ωt=π~2π），D1反偏截止，D2正偏导通，RL上
也有自上而下的电流流过，
RL上的电压与u22相同。可画出整流波形如图Z0704所示。可
见，负载凡上得到的也是一单向脉动电流和脉动电压。其平均值分
别为：
GS0705
流过负载的平均电流为
GS0706
流过二极管D的平均电流（即正向电流）为