正弦变频器
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2023年3月17日发(作者：explo)引言
随着电力电子技术的飞速发展，正弦脉宽调制（SPWM）变频
器也得到了大力的发展，在各个领域内得到了广泛的应用。SPWM
变频器主要应用于中小容量，高性能的交流调速系统中，这种新
型的变频器具有如下的优点：
(1)输出电压的幅值和频率均在逆变器内控制和调节，可以
方便的实现压频比恒定控制或低频时幅值电压的补偿等功能，系
统的动态性能较好;
(2)功率变化只在逆变器内完成，逆变器可由二极管整流供
电，电网的功率因数较高；
(3)由SPWM逆变器供电的异步电机的电流波形接近正弦波，
谐波分量较少，矩阵脉动小，改善了电动机的运行性能。
鉴于正弦脉宽（SPWM）变频器的上述优点，以及在实际电气
传动系统中，不同设备对电源的不同需求。本文采用了新型功率
器件IGBT和8031AH单片机控制系统，设计了一种新型的单相桥
式SPWM变频电源。该变频电源采用恒压频比控制，即U/F为常数，
能使主频率在0～100Hz内可调，且将软件设计和硬件设计结合
起来，减少了硬件电路的不必要的成本，又使软件编程不至于繁
锁。
本设计由我和张建忠同学合作完成，我主要作硬件原理设计
参数计算与软件编程、调试等工作，具体内容在本论文中有详述。
而有关硬件绘图、电路仿真及电路介绍等内容可参阅张建忠同学
的毕业论文。
由于设计者的能力有限，在设计过程中得到了常宝林老师的
悉心教导和大力协助，才将本设计顺利的完成。在此，向指导老
师并支持过我们的各位老师表示衷心的感谢。
目录
第一章脉宽调制（PWM）逆变器
一、脉宽调制技术（PWM）及其分类……………………..
二、正弦脉宽调制技术………………………………………
三、同步调制和异步调制……………………………………
四、SPWM波形的软件生成………………………………
第二章单相桥式正弦脉宽调制（SPWM）变频电源硬件设计……
一、设计方案及总体框图…………………………………..
二、电路原理与参数计算…………………………………..
§1.主电路……………………………………………………
§2.驱动电路…………………………………………………
§3.吸收电
路…………………………………………………..
§4.保护电路………………………………………………….
§5.控制及接口电路………………………………………….
第三章软件设计……………………………………………….
一．对称规则采样法………………………………………….
二．地址分配………………………………………………….
三．程序设计…………………………………………………..
四．程序调试与仿真…………………………………………
五．程序清单……………………………………………………
结束语……………………………………………………………….
参考文献……………………………………………………………
外文翻译……………………………………………………………
第一章脉宽调制逆变器
一、脉宽调制（PWM）技术及其分类
在电气传动系统中，广泛的应用的PWM控制技术是利用半
导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过
控制电压脉冲的宽度或周期以达到变压目的，或者控制电压脉冲
宽度和脉冲序列的周期以达到变压变频的目的的一种控制技术。
PWM控制技术可分为多种，而且还在不断的发展。从控制思想上
可分为四种：等脉宽PWM法，正弦脉宽PWM(SPWM)法，磁链追踪
PWM法和电流追踪PWM法。
二．正弦脉宽（SPWM）技术
SPWM法是为克服直流脉宽调制（PWM）的缺点（其输出电压
中含较大的谐波分量）而发展起来的。它从电动机的供电电源的
角度出发，着眼于如何产生一个可调频、调压的三相正弦波电源，
具体方法如图所示：
上图（a）所示的正弦波，如将每半周期划分为N等分（图中N=6）,
每一等分的正弦电压与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等
的等高矩形脉冲所代替，且使矩形脉冲的中点与相应的正弦等分
的中点重合，则各脉冲的宽度将是按正弦规律变化的。按照采样
控制理论中冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性环节上，
其效果基本相同的结论，图（b）所示，由N个等幅而不等宽的矩
形脉冲所组成的波形便与正弦波等效。
在用模拟电路产生等幅不等宽脉冲的方法中，通常采用期望
的正弦波（称调制波）与三角波（称载波）相交的办法来确定各
ωt
ωt
E
图(a)
0
图(b)
-E
0
2л
2л
SPWM原理
U
段矩形脉冲的宽度。因为等腰三角波是上下宽度与高度成线性关
系且对称，当它与一个光滑的曲线相交时，即可得到一组等幅而
脉冲宽度正比与该曲线函数值的矩形脉冲。
如下图所示，用正弦波和三角波相交（图b）得到一组矩形脉
冲（图a），其宽度按正弦规律变化。再用这组矩形脉冲作为逆变
器各开关器件的控制信号，则在逆变器输出端就可得到一组类似
图（a）的矩形脉冲，其幅值为逆变器直流侧电压，其脉冲宽度是
它在周期中所在相位的正弦函数。该矩形脉冲可用正弦波等效【图
（b）中虚线所示】。不难看出：
（1）逆变器输出频率与正弦调制波频率相同，当逆变器输
出端需要变频时，只要改变调制波的频率【图（e）】。
（2）三角波与正弦调制波的交点即确定了逆变器输出脉
冲的宽度和相位。通常采用恒幅的三角波，而来改变调制波的幅
值的方法，以得到逆变器输出波形的不用宽度，从而得到不同的
逆变器输出电压【图（c）和图（d）】。
像这样由载波调制正弦波而获得脉冲宽度按正弦规律变化又
和正弦波等效的脉宽调制（PWM）波形称为正弦脉宽调制（SPWM）。
一般将正弦调制波的幅值A与三角载波的峰值Ap之比定义为调制
度M[也称调制比或调制系数（MoudulationIndex）]，即M=A/Ap
改变SPWM输出电压和频率的波形。
除了将正弦波与单极弦性三角波脉宽调制外，还有
正弦波与双极性三角波的调制波的调制方法，如图所示时三角波
和PWM波形有正负极性变化，但正半周期内，正脉冲同负半周期
相反。半周期内，正脉冲较负半周期则反之。
对单相桥式逆变器电路采用单极性调制时，在正弦波的半个
周期内每臂只有一个开关器件导通或关断，而双极性调制时，逆
变器两对角及同一臂上下两个开关元件交替通断，处于互补的工
作方式。
在三相桥式逆变器双极性调制的情况中，PWM逆变器一般都
用电压型，电压型逆变器由于用电容滤波，直流电源为低内阻的
电压源，直流电压幅值和极性不能改变，能将电动机端电压限制
在直流电源电压水平上，浪涌过电压较低，适于稳频稳压电源、
不可逆拖动、快速性要求不高的场合以及多电机供电压和稳速工
作。在三相SPWM逆变器中，通常公用一个三角载波信号，用三个
相位互差120度的正弦波作调制信号，以获得三相对称输出；基
波电压的大小和频率也是通过改变正弦调制信号的幅值和频率来
改变的。
由以上的分析可以看出，不管从调频、调压的方便和为了减
少谐波，PWM逆变器都有着明显的优点：
（1）即可分别调频、调压，也可调频调压，都由逆变器统
一完成，仅有一个可控功率级，从而简化了主电路和控制电路的
结构，使装置的体积小、重量轻、照价低，可靠性高。
（2）直流电压可由二极管整流获得，交流电网的输入功率
因数与逆变器输出电压的大小无关，有数台装置可由同一台不可
控整流供电。
（3）输出频率和电压都在逆变器内控制和调节，其响应速
度取决于电子控制回路，而与直流回路的滤波参数无关，所以调
节速度快，且可使调节过程中频率和电压相配合，以获得好的动
态性能。
（4）输出电压或电流波形接近正弦，从而减少谐波分量，
降低负载电机的发热和转矩脉动，改善了电机运行性能。
PWM逆变器要求有高的载波频率。开关器件工作频
率高，开关损耗和换流损耗会随之增加。
三、同步调制和异步调制
在SPWM逆变器中，定义载波频率ff与调制频率F之比为载
波比N。根据调制波与载波频率之比是否固定抑或变化，SPWM的
控制方式可以分为同步调制和异步调制：
（1）同步调制：这时N＝常数，变频时三角载波的频率与
正弦调制波的频率同步变化。
（2）异步调制：在逆变器的整个变频范围内，载波比N不
等于常数，载波信号与调制信号不保持同步关系。
同步调制随着输出频率的降低，其相邻两脉冲间的间距增大，
谐波会显著增加，对电动机负载将产生转矩脉动和噪音等恶劣影
响。在异步调制方式中，其整个变频范围内三角波频率恒定，因
此，低频时逆变器输出电压半波内三角波频率恒定，因此，低频
时逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数增加，提高了低频时的载
波比，这可减少负载电机的转矩脉冲与噪声，改善低频工作特性；
但是由于载波比是变化的，势必使逆变器输出电压波形中正负半
周期脉冲数及其相位都发生变化，很难保持三相输出间的对称关
系，因而引起电机工作的不平稳。
为了克服上述两种控制方式的不足，可以扬长避短，将同步
和异步两种调制方式结合起来，采用分段同步调制，保持输出波
形对称的优点；当频率降低较多时，使载波比分段有级的增加，
采纳异步调制的长处。具体的说，就是把逆变器整个频率范围划
分成若干频段，在每个频段内都维持载波比N恒定；对不同频段，
则取不同的N值。频率低时，取N值大些，例如可按等比级数安
排。各频段载波频率的变化范围基本一致，以满足功率开关器件
对开关频率率的限制。对三相SPWM逆变器电路采用同步调制时，
为了使三相输出波形严格对称，应取载波N为3的倍数，同时，
为了使一相的波形正负半周期对称，N应取奇数。
四、SPWM波的软件生成
PWM波形可以由模拟和数字电路用调制的方法产生，而由于
微机控制技术的发展，用软件生成SPWM波形的方法就变得比较容
易。目前SPWM波形的生成方法有多种：表格法（又称ROM法）、
随时计算法（又称RAM法），实时计算法等。其中的实施计算法是
通过数学模型，而建立数学模型的方法又有多种，如谐波滤去法、
等面积法、采样型SPWM法以及其它配生方法。而采样型SPWM法
又分为：自然采样法、规则采样法。在本设计中，采用对称规则
采样法，具体内容见软件设计部分。
第二章单相桥式正弦脉宽调制（SPWM）变频电源硬
件设计
一、方案与总体框图
1、方案选择
在交流调速系统中，用于交流电气传动中的变频器实际上是
变压（VariableVoltage简称VV）变频（VariableFrequency简
称VF）器，即VVVF,通常称为VVVF装置。而这种VVVF控制技术
又分为两种，第一种是VV与VF方式，即把交流电整流成直流电
的同时进行相应控制而逆变为可调频率的交流电，这种VVVF控制
技术称为脉冲幅值调制（PAM）方式。第二种是将VV与VF集中于
逆变器一起完成的，即前面为不可控整流器，中间直流电压恒定，
而后由逆变器既完成变压又完成变频，这种控制方式脉冲宽度调
制方式，即PWM方式。本设计选用第二种方式进行设计，因为这
种方式的整流器无需控制，简化了硬件电路的结构，而且由于以
全波整流代替相控整流，提高了输入端的功率因数，减少了高次
谐波对电网的影响。此外，由于输出电压波形又方波改进为PWM
波，减少了低次谐波，从而解决了电动机在低频区的转矩脉动问
题，也降低了电动机的谐波损耗和噪声。
2、总体框图
二、电路原理以及参数计算
本设计给出一种IGBT-SPWM变频电源，它主要由主电路、
吸收电路、驱动电路、采样电路、控制电路、键盘与显示电路等
构成。本节主要介绍电路的原理与设计和参数计算。
§1.主电路
1、整流滤波电路
整流电路（其电路如图）的目的是将电网的220伏的交
流电变成直流电。该电路由输入滤波电路、二极管整流桥以及输
出整流电路组成。输入滤波电路由C101、C102、L1组成П型电路
的作用是路滤去电网中的高频干扰信号和尖脉冲后进入单项桥式
整流电路。二极管整流桥的作用是将交流变成脉动的直流电压整
流电路输出的整流电压是脉动得直流电压，必须加以滤波；又由
于逆变器采用PWM控制方式（有逆变器同时完成VVVF），要求中间
直流电路是电压源，所以一般采用电容器滤波。中间直流电路除
了器起滤波作用外，还必须在整流电路与逆变器之间起去藕作用，
以消除相互干扰，这就要求给作为感性负载的电动机提供必要的
无功功率。因此，中间直流电路电容器的电容量必须较大，除起
滤波作用外，还必须起储能作用，所以中间的直流电路的电容又
称储能电容器。所以我们选用的输出滤波电路由电容和电感组成
的П型电路，其作用是经过该电路的滤波后，使输出的直流变成
平稳、恒定的直流。分析如下：
（1）输出电压的平均值：
220
9.0
22
)(UUAVU
（2）脉动系数为：
67.0
22
3
24
2
2
U
U
S
（3）整流二极管的平均电流为：
为负载电阻其中
L
2
0
0
R
45.0
2
1
LL
R
U
R
AVU
AVI
（4）二极管的最大反向电压为：
2RM
2UU
整流后经过RC滤波电路，由变频器输出的功率要求及实验原
理可得R×C＝Ω～（2～5）T/2，其中T＝1/50=20ms
所以可选：电容值为：C104＝C105＝μF
满足工程上的
2
5~2
T
CR
L
的要求可得：
2220
08.19.02.12.1UUUAVUU
ab
2.电阻R101的和开关S
在主电路的整流与滤波之间加的电阻R101的和开关S的作用
是为了限制在电源接入的瞬间产生很大的冲击电流
dt
di
，当电流
恒定后，通过延时开关动作，关断开关S，使电阻R101短路，这样
就起到在电源加载瞬间的冲击电流击穿IGBT，该电阻可取几十～
几百千欧。这里我们取R101＝100KΩ。
3.在IGBT的输出端与负载串连一电C
在本设计中在IGBT的输出端与负载串连一电C，其作用
是：
1).当控制电路失控，IGBT无法关断时，可以通过电容C充
电、放电过程可以防止IGBT被破坏;
2).由于电机是感性负载,电机在制动过程中，即在电机减速
或反转时将产生反向电动势，这时电容C与电机构成回路，吸收
电机产生的反向电动势，使IGBT不被损坏。
3).吸收电流波动，使di/dt达到零。
此处取C＝。
在这里有必要讨论以下制动工况，因为这与中间直流电路上
连接的能耗制动电路有关。有电机学知，异步电动机转子电流Ir
的表达式为：
21
2
2
21
2
2
rr
j
r
j
rr
r
r
XsR
eE
eXsR
E
Ir
r
而转子电路的功率因数表达式为：
21
2
2
/
cos
rr
r
r
XsR
sR
在电动工况下，s>0，由式(8-2)可知，φr角必在0~90度之
间，即Ivr必Er落后一个小于90度的角φr。电动工况下，异步
电动机的向量图如图10-2所示。当快速降频时，由于异步电动机
及其负载的惯性作用，很可能使s<0这时异步电动机进入发电工
况。由式(8-2)可知，φr处于90~180度之间。异步电动机在发电
工况下的向量图如图下图所示。
比较图两相量可知，由于φr角的不同，使异步电动机输入
端的功率因数角也不同。在电动工况下，φs<90度，吸收有功功
率；在发电工况下，φs>90度，送出有功功率。由于中间电路储
能电容的作用，直流电压的极性不会改变，所以发电工况时，电
流经逆变器流二极管反馈至中间直流电路，对储能电容器充电。
由于整流桥中的电流不可能反向流通，故此功率不可能反馈至电
网。如果要求将此功率反馈至电网，则需在整流桥上再反并联连
接另外一组可控整流电路，这组可控者刘电路在电动工况时应是
截至（关断）的，而当进入发电工况时使他导通，发电工况下的
功率就反馈给电网。这时，异步电动机的转矩也变为负值，使电
动机进入再生制动工况。再生制动，使变频器主电路结构与控制
系统都复杂化。所以，除特殊需要外，一般均采用能耗制动方法。
4.逆变电路
该电路的核心是四个绝缘栅极晶体管（IGBT）组成的桥
式电路，它的目的是使220V的交流电成为既可调压又可以调频的
交流电来給负载电机供电，从而实现电机的调速。也就是本设计
所说的变频调速。（具体电路见原理电路图的主电路图）
IGBT的工作特性与参数：
绝缘栅双极晶体管（IGBT）80年代发展起来的新型器件，该
器件是集功率场效应管（VDMOS）和双极型大功率晶体管（GTR）
的优点于一体，具有电压型控制、输入阻抗大、驱动功率小、控
制电路简单、开关损耗小、通断速度快、工作频率高、元器件容
量大等特点。
在VDMOS结构的漏极侧n＋层下增加一个P＋层就形成IGBT
的结构。正向导通时，这个正偏P-N结向基区（n－）注入空穴，
产生基区电导调制效应，因此IGBT的通态压降低。IGBT属栅控自
断器件，当栅射间加＋Uce时开通，无信号或加-Uce时关断。开
通时间一般为～μs，关断时间～μs，工作频率可达40kHz。在并
联应用时具有电流自
动调节能力，不需另加
均流措施。IGBT导通时
Uce的大小能反应过流
情况，故可用检测栅射
极电压的方法来识别过流信号。IGBT在使用时应注意的问题有：
1).栅极驱动电压UGE
如图为参变量的IGBT伏安特性曲线。由图可知当栅射极电压
UGE<阀值电压UGE（th）时，器件的集射间没有电流流过，处于
截止状态。当UGE>UGE（th）时，Ic开始流过器件其大小取决
于UGE。在实际选用过程中应选UGE≥（～）UGE（th），以获得最
小的导通压降。当UGE增加时，导通状态下的集射集电压UGE减小，
开通损耗下降。但在负载过程中UGE增加，集电极电流Ic也增加。
因此，对＋UGE的选择应折中考虑，一般选＋15V左右为好。
对于有上下桥臂的逆变器，其驱动电源要相互独立。作为开
关器件的IGBT在关断时将承受高dv/dt，可能引起极栅极间电容
的充电电流，使栅射电压超过UGE（th），为了防止由此引起的IGBT
导通，用＋20V的供电电压来产生＋15V的开栅电压和-5V的关栅
电压。
2).栅极电阻RG
IGBT的输入阻抗高达10^9～10^11Ω且为纯容性的，静态时
不需要直流电流，只需要对输入电容进行放电的动态电流，其直
流增益可达10^8～10^9，几乎不消
耗功率。为了改善脉冲的前后沿的
陡度和防止振荡，减少IGBT的集电
极大的电压尖脉冲，需要在栅极串
联电阻RG。当RG增大时会使IGBT
的通断时间延长，能耗增加，而减小RG又会使di/dt增高，可能
引发误导通或损坏IGBT。因此，根据电容流量和电压额定值及开
关频率不同，选择合适的阻值，一般选RG为十几欧到几百欧。
3).栅射极电阻RGE
RGE（1000～5000）RG。而且应将RGE并联在离栅极和射极
最近处为宜。此外，为了防止栅极驱动电路出现高压尖峰，最好
在栅射极间并联两只反相串联的稳压二极管，其值与开栅电压＋
UGE和关栅电压－UGE相同而方向相反（电路如图）。
§2.驱动电路
驱动电路是控制电路产生SPWM后加以隔离、放大形成驱动
各开关器件开关动作的电路。本设计采用由IGBT构成的逆变器，
且用的是IGBT的专门驱动器件EXB840对IGBT进行驱动。其电路
如图吸收电路
与主电路和IGBT密切相连的是吸收电路，吸收电路可以吸
收逆变器工作时产生的电压
尖脉冲，以保证电路的可靠运
行。IGBT关断时，由于其内
部的晶体管结构，将产生一个
很高的脉动电压，即dtdu，并在内部形成一个位移电流。如果
dtdu超过一极限值，IGBT将失控，为了使IGBT正常工作，需在
每个IGBT上加载如图由R、C、VD构成的吸收电路来保护IGBT。
其参数的计算公式为：
；为直流输入则的电压
；为峰值电压
关断时的集电极电流；为
；为主回路的电感
其中：
d
2
2
2
2
U
U
IGBTI
L
UdU
IL
C
CEP
CO
EP
CO
CF
R
32
1
其中
dt
di
LUUU
SFDDCEP
FD
U为二极管VD的瞬态正向压降，
S
L为吸收电路的电感。
二极管VD选用MVR8100快速二极管，续流二极管VD1也选用
该型号的二极管。电路中：
电容C选300pF，1000V的大电容；
电阻R选用100欧、100W的普通电阻;
电感HCRL543
2
＝，电感
2
L作用是：
①起再次滤波的作用；
②是电流平稳变化，使IGBT安全的关断和导通。
U
R是压敏电阻，其阻值与电压近似成反比，当dtdu过大
时，相当与导线将IGBT短路开。这里取1000
U
R.
§4.保护电路
1、欠电压保护电路与参数
有两种情况可以
产生欠电压，一种是输入
交流电压长时间低于标
准规定的数值，另一种是
瞬时停电（停电时间小于
1～2秒）或瞬时电压降低（电压突然降低到额定值的40％～50％，
时间小于2秒）。欠电压情况下，控制电源不足以维持控制系统的
正常工作，欠电压还会造成逆变器开关器件的驱动功率不足，在
这些情况下IGBT都会被损坏。在该电路中我们将电压与给定的
12V电压进行比较，由于经过分压，比较器的正端的输入电压为
4V，当输入的电压小于4V时，输出高电平，否则为低电平。参数
上图：
2、过电压保护电
路及参数
过电压的原因可能是输入
电压长时间过高，也可能是由于
脉冲电压较高。一旦出现过电
压，IGBT就有可能被损坏，从而导致整个系统的崩溃。在该电路
中我们将电压与给定的12V电压进行比较，由于经过分压，比较
器的负端的输入电压为8V，当输入的电压高于8V时，输出高电平，
否则为低电平。参数如图：
3、短路电流保护电路与参数：
该电路的输入电流是通过霍
尔传感器WB214来提供电流。当
从霍尔传感器WB214输出的电流
大于时，比较器LM339输出高电平，从而切断电路，反之LM339
输出为高电平，电路正常。参数如图
4、温度保护电路及参数
该电路的核心是热敏电阻Rc1和LM339。本设计使用负系数
型热敏电阻Rc1，当IGBT的温度上升时，Rc1的阻值下降，
入比较器LM339负端的电流变大，即负端电压变大，当比给
定电压高时，LM339就输出一个低电平。电路参数如图：
§4.控制及接口电路
控制电路的功能接受各种设定信息和指令，然后根据这
些指令和设定信息形成驱动逆变器工作的SPWM信号。因此，控制
电路可分为两部分。控制SPWM波的生成电路和设定显示与键盘部
分。
1、控制SPWM波形的生成电路
该电路核心是单片机8031，其外接芯片有模数转换器
ADC0809、扩展外部程序存储器4K的EPROM2732、扩展数据存储
器2K的ROM6116以及地址锁存器74LS373。（各芯片的介绍与使
用方法见张建忠同学的论文）
2、设定显示与键盘部分
该键盘由16个按键，分成4行4列的矩阵式。当按键被按下
时，相应的行和列就被接通。本设计采用的是非编码键盘，8031
必须对按键进行监控。
显示采用动态显示，8031通过8155对6只共阴极的LED数
码管相连，具体详见电路图。8155的A口和所有LED数码管的
abcdef端相连，而各个数码管的控制端与8155的C口相连，故
8155的A口为字形口，C口为字位口。A口经驱动器8718对LED
数码管进行驱动。（各芯片的介绍与使用方法见张建忠同学的论
文）
1).键值表
按键行值列值键值
关键
字
K0A=01HB=0EH00H0EH
K1A=01HB=0DH01H0DH
K2A=01HB=0BH02H0BH
K3A=01HB=07H03H07H
K4A=02HB=0EH04H1EH
K5A=B=0DH05H1DH
K6A=02HB=0BH06H1BH
K7A=02HB=07H07H17H
K8A=04HB=0EH08H2EH
K9A=04HB=0DH09H2DH
K10A=04HB=0BH0AH2BH
K11A=04HB=07H0BH27H
K12A=08HB=0EH0CH3EH
K13A=08HB=0DH0DH3DH
K14A=08HB=0BH0EH3BH
K15A=08HB=07H0FH37H
2)、八段LED数码管：
在该设计中，数码管采用共阴极接法。其显示字符与对应
的地址偏移量和字形码的关系如下表：
地址偏移
量
共阴字形
码
所显示字
符
+0H3FH0
+1H06H1
+2H5BH2
+3H4FH3
+4H66H4
+5H60H5
+6H70H6
+7H07H7
+8H7FH8
+9H6FH9
+13H80H（小数点）
第三章软件设计
本设计由单片机实现SPWM波形产生与控制，采用对称规则采
样法。
一．对称规则采样法
如图所示，通过正弦
波（实际上是阶梯波）与
三角波相交，由交点得出
脉冲宽度。此阶梯波与三
角波的交点所确定的脉宽为一个周期Ts。由图可知：
toff=Ts/4-a;
ton=Ts/4+a………①
可得toff=Ts/4（1-Msinωt）ton=Ts/4（1+Msinωt）……
②
（注：M=Uc/Ur与三角波的幅值之比，称为调幅比，0 且M越大，电压越高，ω为正弦波的频率，改变ω即可改变SPWM 脉冲列的基波频率。） t1为采样点（顶点采样）的时刻的脉冲的宽度为： tpw=Ts/2(1+Msinωt1)=Tt/2(1+Msinωt1)…………③ 采样点时刻t1只与载波比N（N=T/Tt，T为正弦波的周期） 有关，与调幅比M无关且t1＝KTt（K=0、1…N-1）………………… ④ 由②③可得在对称规则采样中，只需知道一个采样点t1就可 以知道这个采样周期内的时间间隔Toff与脉冲宽度Tpw的值。 由单片机实现的对称规则采样法SPWM控制时，可把幅值为1 的基准正弦波算出。存在ROM中形成基准正弦函数，以备查用。 为了改善SPWM，并使开关器件的开关频率Fr限制在适当的范围 内，载波比N有不同的值如下图： 根据指定的频率F确定该频率区域内的N值，由此计算出三 角波的周期Tt和采样周期Ts。，此外，M与给定的频率之间的关 系也可以确定（可有U/F曲线来确定）。将设计中所给的U/F预 先算出来存于ROM中，以备查用。由F及U/F曲线来查相对应的U 值，计算出相应的Uc ＝，则频率为F 时，M=Uc/Ur（调频 范围，Ur＝Uc/M， F=Fn时，M=，所以 Ur＝）。 使用对称规则采样，由式t1＝KTt计算出t1并按式②③计算 出Toff和Tpw的值，把三角波的一个周期作为中断周期，CPU接 到中断请求信号，把预先计算好的Toff作为定时时间常数，送入 定时器并启动。定时时间一到就切换开关模式。再把Tpw作为定 时时间常数送入定时器，定时时间就再次切换开关模式。启动定 时器后采样频率指定值，并根据下一个时刻的值新的频率指定值 计算出时间常数Toff、Tpw为下一个中断周期做好准备。 由上述可知，输出频率与输出电压对频率指定值的响应时间 是一个中断周期。N值越大，响应时间越短，因此这种控制方式是 定时控制的。 二、地址分配 8031的接口芯片有8155、2732、6116和ADC0809。 电路的地址分配如下： 1).8155用于四位LED显示、十六个编码键与8031的I/O 接口，8155的片选端一直与地相接，使8155始终处于工作状态， 8155的IO/M与8031的相接，故＝0时，选中8155的RAM工作。 ＝1时选中8155的内的三个I/O端口相应的基本地址为： 0000H～00FFH 8155的RAM基本地址 区 1000H8155的命令状态口 1001HA口 1002HB口 1003HC口 1004H内部定时器低8位 1005H内部定时器高8位 2).2732是一种由+5V供电的4K的EPROM采用NMOS工艺 制成，有电路可知，8031的PSEN与2732的OE/VPF相连，与片选 端相连。故2732的基本地址区为：0000H～0FFFH 3).6116是外扩2K字节的数据存储器RAM6116，6116是8 位静态随机存储芯片，采用CMOS工艺制作，由单一的+5V供电， 典型存储时间为20ns，额定功耗为160M，24引脚的双列直插式封 装。 有控制电路可知8031的与6116的片选端相接，故基本地址 为：0000H～07FFH 4).ADC0809用来采样给定的频率值，频率由美国Xico公 司生产的数字电位器X9511来提供（该电位器的介绍见张建忠同 学的论文），0809直接采样中断方式相接，由8031的口与写信号 经过逻辑变换后作为0809的启动信号，当=0,WR=1时，ALE和START 均为高电平，启动0809；由与RD经过逻辑变换后作为0809的度 启动信号，当=0,RD=1，8031从0809读数据（0809的接线与连 接方法见Protel电路图）。其地址分配如下： ~~ CBA 0111FF1000 所以INT0的一地址为：7FF8H 三、程序设计 1．控制算法 本设计频率F要求为0～100Hz可调，采用的调制波为U/F＝ 常数，F＝100Hz时，M=,载波比分4段： F<25Hz时,N=42;25Hz≤F<40Hz时，N=30; 40Hz≤F<50Hz,N=24;50Hz≤F<100Hz时，N＝18 给定的0～100Hz的频率是由数字电位器X9511来提供，通过 ADC0809送到单片机内。由单片机内的定时器T0来定时采样周期 Ts；定时器T1定时toff和tpw。定时时间一到就从8031的～输 出到IGBT的驱动器EXB840的上。在正弦波的正半周期内，即0～ N/2-1个采样点由和分别驱动IGBT1和IGBT4通断，在正弦波的负 半周期内，即N/2～N个采样点由和分别驱动IGBT2和IGBT3通断。 由于单片机只能进行数字量的计算，所以必须toff和tpw 进行数字化处理，是根据数字模型由计算机进行控制所必须的。 8031采用6MHz的晶振频率，即Fosc＝6MHz，其内部计数器 的速度为Fosc/N，即，则计数一次的时间是1/（×10^6）秒，采 样周期量化为采样次数R(数字量)可得Ts（S）=Ｒ×1/（×10^6）… ⑤, 对称规则采样的周期Ts＝Tt=1/NF…………⑥ 则R＝10^6/2NF………………………………⑦ 如此，对应于某一频率值F，由⑦式可得一个R值，将⑦式 存入ROM中，以备查用。 本设计中要求U/F＝常数，且F=100Hz时，M＝，则M=100……… ⑧,将⑧式以及量化后的Ts，即Ts＝10^6/NF带入②③式中，就可 得到量化后的toff和tpw： toff＝R/4－1125sinωt1/N＝R/4－Y………⑨ tpw＝2（R/4＋1125sinωt1/N）＝R/4－Y……⑩ 其中Y＝1125sinωt1/N，t1由式t1＝KTt来确定。 因此根据不同频率段的4个载波比N可计算出4组T值，并 生成4张表，存到ROM中，以备查用。 软件由主程序、定时器T1(采样周期)中断服务程序以及定时 器T0（PWM波输出）中断程序三部分组成。其中，主程序完成程 序的初始化，根据读入的频率F查得R，在有相应得表格得Y值， 计算出toff和tpw的值。由于8031的加法定时器且为16位计数， 则可由以下各式得Ts、Toff和Tpw： Ts＝2^16－R；Toff＝2^16－toff；Tpw＝2^16－tpw…（11） 当第一个采样点Ts、Toff和Tpw被T1、TO中断服务程序取 来后，主程序接着计算，第二个采样点的Ts、Toff和Tpw值，一 直算完N/2-1个点后，重复计算负半周内得采样点，直到算完第N 个采样点后。再读入新的F值进行计算。 T1中断服务程序用来定时采样周期Ts，并将Toff送入T0 启动T0工作。 T0中断服务程序用来定时Tpw，并完成SPWM波的发送功能， 在0～N/2-1个采样点由和分别驱动IGBT1和IGBT4通断，在N/2～ N个采样点由和分别驱动IGBT2和IGBT3通断。 2．程序流程图 如下给出整个系统的详细程序流程图，且在后面的附录中给 出了全部的程序清单，请参阅。 1）.主程序框图 开始 8031初始化 8155初始化 键盘扫描子程 键盘处理及功能调 定时器T0清零 定时器T0、T1初始化 启动0809读取F值 显示频率值 F＝0 关T0、T1 Ts送到T1 启动T1 求R/4 置正半周期标志0 27 R 采样次数 0 18 R 表首偏移量 0 19 R F≥50 F≥40 F≥25 N=2 N＝30 N＝42 取表4地 N＝18 关IGBT0～IGBT4 RT s 162 取表2地址取表3地址 tpw=2(R/4–Y) offpw tT162 toff=R/4-Y 置未取走Ts、Tpw、Toff的标志号R5 T0、T1开中断 数取走 由 19 R＋DPTR查Y值 1 R18=N R19+1送R19 R19＝N/2 R19为0 置负半周标志R27=1 2 2）．键盘扫描及取键值处理子程序框图 行值左移一位 窜键标志R34加1 窜键 对Pc口扫描 延时20ms去抖，空键标志送R 有键按下 关显示 0FH送Pc口 A=0,返回 被按键在本行 该行值送R35，列送R36 键值送A 由A对应的功能子程序 列值低四位相加得关键字 查到关键字 键值计数器加1 行值＝0 行右移一位 行左移四位 行存加 （2）键盘扫描子程序 3）.显示频率F子程序流程图 动态显示初始化 送位选字到Pc口 查段选码表 段选码送PA口 延时1ms 指示下一个显示缓冲区R加1 位显示完 Y N 4）.T0中断子程序5）.T1中断子程序 奇数次 T0中断 保护现场 中断次数加1 启动T0 Tpw送T0 关T0 置数取走标志 正半周 T1中断 保护现场 Toff送T0 启动T0 Ts送T1 启动T1 区正负半周标志 恢复现场 四．程序的调试与仿真 该程序的调试和仿真使用的是AVSIM交叉仿真/调试软件包。 该软件包是用来开发51系列单片机程序的软件工具。使用本软件 就只需一台微机，而不要其他的任何51系列硬件设施。51系列系 统仿真/调试由IBM-PC模拟执行。 使用该软件的方法和步骤为： （1）用EDIT或其它编辑软件写程序； （2）用AVMC51进行交叉汇编，生成目标文件， 即OBJ文件； （3）用该软件的LINK功能向生成.HEX和SYS 文件； （4）用AVSIM对目标文件进行模拟仿真，改正 错误。 （5）将正确的HEX文件输出和固化。 本设计地程序首先在写字板下写好，存成.ASM文件。 在编译之前装入EDIT，之后用AVMC51进行交叉汇编，在汇编过程 中，发现有输入错误，伪指令使用不当，及跳转指令的误用等一 系列语法错误。经过认真修改后，完成汇编，生成OJB文件。 此后用LINK进行连接成HEX文件和SYM文件。此步出 现错误较少，把调用子程序指令ACALL改为长调用LCALL即可。 生成上述文件成功后，就是对目标文件进行仿真与调 试。此步工作最难，但也是最能体现理论与实际的差异。看清每 一条指令地功能与作用，是否与预期效果一致。（详细情况见软件 仿真） 五．程序清单 $ALLPUBLIC DEFSEGZERO,START=ZERO,CLASS=CODE;复位 SEGZERO JMP0700H DEFSEGG0,START=0003H,CLASS=CODE;INT0中断 SEGG0 JMPINTSV DEFSEGG1,START=000BH,CLASS=CODE;T0中断 SEGG1 JMPCT0 DEFSEGG2,START=001BH,CLASS=CODE;T1中断 SEGG2 JMPCT1 DEFSEGSHUJV,START=0020H,CLASS=XDATA;定义数据段 SEGSHUJV DS100H DEFSEGMAIN,START=0700H,CLASS=CODE;定义主程序代码段 SEGMAIN DISM0:EQU78H DISM1:EQU79H DISM2:EQU7AH DISM3:EQU7BH DISM4:EQU7CH DISM5:EQU7DH R5:EQU05H R8:EQU08H R9:EQU09H R10:EQU0AH R11:EQU0BH R12:EQU0CH R13:EQU0DH R14:EQU0EH R15:EQU0FH R16:EQU10H R17:EQU11H R18:EQU12H R19:EQU13H R20:EQU14H R21:EQU15H R22:EQU16H R23:EQU17H R24:EQU18H R25:EQU19H R26:EQU1AH R27:EQU1BH R28:EQU1CH R29:EQU1DH R30:EQU20H R31:EQU21H R32:EQU22H R33:EQU23H R34:EQU24H R35:EQU25H R36:EQU26H R37:EQU27H R38:EQU28H R39:EQU29H R40:EQU2AH MOVSP,#50H;设堆栈指针 CLRA;以下为清内存RAM内30个工作寄存器 MOVR0,A MOVR1,A MOVR2,A MOVR3,A MOVR4,A MOVR5,A MOVR6,A MOVR7,A MOVR8,A MOVR9,A MOVR10,A MOVR11,A MOVR12,A MOVR13,A MOVR14,A MOVR15,A MOVR16,A MOVR17,A MOVR18,A MOVR19,A MOVR20,A MOVR21,A MOVR22,A MOVR23,A MOVR24,A MOVR25,A MOVR26,A MOVR27,A MOVR28,A MOVR29,A ;*************************** ;以下为清20H～29H8个单元 MOVR30,A MOVR31,A MOVR32,A MOVR33,A MOVR34,A MOVR35,A MOVR30,A MOVR37,A MOVR38,A ;************************* ;以下为清除显示缓冲区 MOVDISM0,A MOVDISM1,A MOVDISM2,A MOVDISM3,A MOVDISM4,A MOVDISM5,A ;************************* SETBEA;开CPU中断 SETBEX0;开INT0中断 SETBPX0;令INT0高优先级 CLRIT0;令INT0为电平触发 SETBEX1;开INT1中断 SETBIT1;INT1为边沿触发 MOVR0,#00H;T0中断级数清零 MOVTMOD,#11H;设置T0,T1为定时器方式1 S1:LCALLADC;调用给定的频率 MOVDISM0,A LCALLDISP1;调用显示频率子程序 MOVA,R7 CLRC SUBBA,#00H;f是否为0 JNZS2;F不为0跳转 MOVP1,#0FH;F=0则关V1~V4 CLRTR0 CLRTR1;关T0,T1 LJMPS1;读给定频率，继续s1 S2:LCALLCHAR;F不为0则查表1的R值 MOVR5,#00H;完成Ts的计算 MOVA,R1 MOVR6,A MOVR8,#0FFH MOVA,R2 MOVR9,A LCALLSUBB1 MOVTL1,R3;给定定时器T1或初值Ts MOVTH1,R4 SETBTR1;启动T1 S3:MOVA,R2;以下完成R/4得到R13*R12 MOVR13,A MOVA,R1 MOVR12,A MOVR11,#00H MOVR10,#04H LCALLDIV1 MOVR27,#00H;置正半周工作标志 MOVR18,#00H;采样次数用R18存放 MOVR19,#00H;表首偏移信号用R19存放 MOVA,R7;A=F CLRC SUBBA,#32H;F>=50HZ JCX4;F<50,则到S4 MOVR20,#12H;N=18传到R20 MOVDPTR,#Y1;表Y1的符号地址 X4:LJMPS4 ;****************************** S7:LCALLADD2;以下得toff＝R/4-Y LCALLCHAY MOVA,R12 CLRC SUBBA,R21 MOVA,R13 SUBBA,R22 MOVR24,A MOVA,#0FFH;以下得Toff＝2^16-toff放到R24R23中 CLRC SUBBA,R23 MOVR23,A MOVA,#0FFH SUBBA,R27 MOVR24,A CLRC;R/4+Y MOVA,R12 MOVA,R21 MOVR25,A MOVA,R13 ADDCA,R22 MOVR25,A MOVA,R13 ADDCA,R22 MOVR26,A MOVR15,#00H;2*(R/4+Y)=tpw放到R9R8中 MOVR14,#02H MOVA,R25 MOVR16,A MOVR17,A LCALLMUL1 MOVA,#0FFH;Tpw=2^16-tpw放到R9R8中 CLRC SUBBA,R8 MOVR8,A MOVA,#0FFH SUBBA,R9 MOVR9,A MOVR5,#0H;置未取走的Toff，Tpw，Ts标志 SETBET0;允许T0中断 SETBET1;允许T1中断 SETBEA;允许CPU中断 S8:XCHA,R5;R5为0或1送入A JZS8;R5未取走则继续执行S8 XCHA,R5 INCR18;采样次数加1 MOVA,R18 SUBBA,R20;R8=N JZX1;不等则使表加1 INCR19 MOVA,R20 MOVB,#02H DIVAB;N/2送到A SUBBA,R19 JNZS7;R19不等N/2则到R7 MOVR19,0;R19=N/2则使R19=0 MOVR27,#01H;置负半周标志位 LJMPS7 RET X1:LJMPS1 ;************************************************ S4:MOVA,R7;将F送到A中 CLRC SUBBA,#28H;F=40Hz JCS5;F<40到S5 MOVR20,#Y2;表Y2符号地址 LJMPS7 S5:MOVA,R7;将F送到A中 CLRC SUBBA,#19H;F=25Hz JCS6;F<25到S6 MOVR20,#1EH;N=30 MOVDPTR,#Y3;表Y3的符号地址 LJMPS7 S6:MOVR20,#1AH;N=42 MOVDPTR,#Y4;表Y4的符号地址 LJMPS7 ;**************************************************** ;0809程序 ADC:MOVDPTR,#7FF8H;ADC的地址 MOVX@DPTR,A;启动ADC0809 MOVR7,#18H ADC1:DJNZR7,ADC1;延时,R7-1不为0跳转 MOVXA,@DPTR MOVR7,A RET ;***************************************** ;查表得R值的子程序 CHAR:MOVA,R7;F送A MOVDPTR,#Y0;表Y0的符号地址 MOVCA,@A+DPTR;取R值 MOVR1,A;低8位存入R2 INCDPL MOVA,R7 MOVCA,@A+DPTR MOVR2,A;高8位存入R1 RET ;***********************************8 ;减法子程序 SUBB1:MOVA,R5 CLRC SUBBA,R6 MOVR3,A;低4位送R3 MOVA,R8 SUBBA,R9 MOVR4,A;高4位R4 RET;得差R4R3 ;********************************* ;除法子程序 ;R13R12/R11R10送到R13R12 ;R15R14存放余数 ;R16为计数器 ;R17为差数暂存器 DIV1:MOVA,R11 JNZBEGIN MOVA,R10 JZOVER BEGIN:CLRA MOVR15,A MOVR14,A MOVR16,#10H DIV0:ACALLRLC4;被除数连同部分余数左移1位 MOVA,R14 SUBBA,R10 MOVR17,A MOVA,R15 SUBBA,R11 JCNEXT INCR12 MOVR15,A MOVA,R17 NEXT:DJNZR16,DIV0;除实否 MOVA,R15 RLCA JCROUND MOVA,R14 RLCA MOVR14,A MOVA,R15 RLCA SUBBA,R11 JCDONZ JNZROUND MOVA,R14 SUBBA,R11 JCDONZ ROUND:ACALLADD1 DONZ:CLRA RET OVER:MOVA,#0FFH RET ;******************************** ;循环左移子程序 RLC4:CLRC MOVA,R12 RLCA MOVR12,A MOVA,R15 RLCA MOVR15,A RET ;******************************** ;16位数加1子程序 ADD1:MOVA,R12 ADDA,#1 MOVR12,A MOVA,R13 ADDCA,#0 MOVR13,A RET ;******************************* ;双精度数相加子程序 ADD2:CLRC MOVA,DPL ADDCA,R19 MOVDPL,A MOVA,DPH ADDCA,#00H MOVDPH,A RET ;×***************************** ;查Y子程序 CHAY:MOVA,R20;N放到A中 MOVCA,@A+DPTR;取低4位到R21 MOVR21,A INCDPL MOVA,R20 MOVCA,@A+DPTR MOVR22,A RET ;*********************************************** ;乘法 ;(R17R16)*(R15R14)送到R9R8 ;(R10)送到乘积的高位地址指针，R11送到进位积存器 MUL1:MOVA,R16 MOVB,R4 MULAB MOVR10,A MOVR9,B MOVA,R14 MOVB,R17 MULAB ADDA,R9 MOVR9,A MOVA,B ADDCA,#00H MOVR8,A MOVA,R16 MOVB,R15 MULAB ADDA,R9 INCR10 MOVR10,A CLRR11 MOVA,R8 ADDCA,B MOVR8,A JNCLAST INCR11 LAST:MOVA,R17 MOVB,R15 MULAB ADDA,R8 INCR10 MOVR10,A MOVA,B ADDCA,R11;积送到R8R9 INCR10 MOVR10,A RET ;****************************************************** ;故障检测中断INT0子程序 INTSV:MOVP1,#0FH;关IGBT1~IGBT4 RETI ;****************************************************** ;以下为T1定时器中断服务程序 CT1:PUSHACC;保护现场 PUSHDPL PUSHDPH MOVTL0,R23 MOVTH0,R24;Toff到定时器T0 SETBTR0;启动T0 MOVTL0,R3 MOVTH0,R4;Ts到T1 SETBTR1;启动T1 POPDPH POPDPL POPACC RETI;中断返回 ;****************************** ;以下为T0定时器中断服务程序 CT0:PUSHACC;保护现场 PUSHDPL PUSHDPH INCR0;中断次数加1 MOVA,R0 MOVB,#02H;是偶数吗 DIVAB MOVR28,B;余数放到R28 MOVA,R28 JZX9;若A=0,即R0为偶数到S9 MOVTL0,R8 MOVTH0,R9 SETBTR0;启动T0 MOVR5,1;取标志位 S10:MOVA,R27;判断正半周标志为0否 JNZS11 XRLP1,#0011B;R27为0，正半周，，取反 S12:POPDPH POPDPL POPACC RETI;中断返回 S9:MOVIE,#00H;关T0 AJMPS10 S11:XRLP1,#100B;R27为1，负半周，，取反 X9:LJMPS9 ;*********************************** ;显示： DISP1:MOVR30,DISM0;动态显示初始化有缓冲区地址 MOVR31,#0FEH;字位码值送到R31 MOVA,R31 LD0:MOVDPTR,#1003H;指C口 MOVX@DPTR,A;字位码送到C口 MOVDPTR,#1001H;指向A口 MOVA,R30;查段选码 ADDA,#0DH;对A进行地址修正（0DH位从查表指令下一个;机器 码至段选表首的信号） MOVCA,@A+PC;查字型码表 MOVX@DPTR,A;字型码选A口 ACALLDL1;延时1mS INCR30;指向显示缓冲区下个单元 MOVA,R31;字位码选A口 JNB,LD1;若显示完一遍，则LD1 RLA;未显示完，字位左移一位，变为下一位位选字 MOVR31,A AJMPLD0;转入显示下一位 LD1:RET DL1:MOVR32,#02H;延时1ms子程序 DL:MOVR33,#0FFH DL6:DJNZR33,DL6 DJNZR32,DL RET ;*************************************** ;键盘 SCAN:MOVA,#00H;关显示码送A MOVDPTR,#1001H;指A口 MOVX@DPTR,A;关显示LED MOVA,#0FH;0FH送A MOVDPTR,#01003H;指C口 MOVX@DPTR,A;0FH送C口 MOVDPTR,#01002H;指B口 MOVXA,@DPTR;读B口列值 ANLA,#0FH;取列值送A口 CJNEA,#0FH,NEXT1;有键按下则NEXT1 LJMPNEXT4;若无键按下，则NEXT4 NEXT1:LCALLDS20MS;延时20ms,区抖动 CLRC MOVR34,#00H;窜键标志寄存器R34清0 MOVR35,#01H;行扫描初值送R35 LOOP:INCDPTR;DPTR指向C口 MOVA,R35 MOVX@DPTR,A;行扫描值送C口 MOVDPTR,#1002H;指向B口 ANLA,#0FH;取列值 CJNEA,#0FH,NEXT2;若有按键，则跳到NEXT2 LJMPNEXT3;否则，跳到NEXT3 NEXT2:INCR34;窜键标志加1 MOVA,R34 CJNEA,#01H,NEXT4;若窜键，跳至NEXT4 MOVR36,A;列值送R36 MOVA,R35;行值送R35 MOVR37,A NEXT3:MOVA,R35;行扫描值送R35 RLCA;左移1位 MOVR35,A CJNEA,#10H,LOOP;若未扫描完一遍，跳至LOOP AJMPKCODE NEXT4:CLRA RET KCODE:MOVR35,#00H MOVA,R37 CLRC LOP:RRCA;行值右移1位 JZNEXT5;行值为0，则NEXT5 INCR35 SJMPLOP NEXT5:MOVA,R35 SWAPA MOVR35,A MOVA,R36;列值送A ANLA,#0FH;取列值低4位 ORLA,R35;求关键字送A MOVB,A MOVDPTR,#KTAB;键值表始址送DPTR MOVR38,#00H;键值计数器R0清0 CLRA REPE:MOVCA,@A+DPTR;查键值表 CJNEA,B,NEXT6;若未查到，则NEXT6 LJMPRESV;查到，则RESV NEXT6:INCR38;键值计数器加1 MOVA,R38 LJMPREPE;继续查表 RESV:MOVA,R38;键值送入A MOVDPTR,#JTAB;功能块首地址送DPTR; JTAB:AJMPK1;转到Ki子程序，Ki为功能子程序段 AJMPK2 AJMPK3 AJMPK4 AJMPK5 AJMPK6 AJMPK7 AJMPK8 AJMPK9 AJMPK10 AJMPK11 AJMPK12 AJMPK13 AJMPK14 AJMPK15 AJMPK16 K1: K2: K3: K4: K5: K6: K7: K8: K9: K10: K11: K12: K13: K14: K15: K16: DS20MS:MOVR39,#22H DS1:MOVR40,#0FFH DS2:DJNZR40,DS2 DJNZR39,DS1 RET ;******************************************* DTAB:DB3FH,06H,5BH,4FH,66H;LED显示字符表格 DB60H,7DH,0D7H,7FH,6FH DB77H,7CH,39H,5EH,79H DB71H,00H,80H RET KTAB:DB0EH,0DH,0BH,07H;键值表格 DB1EH,1DH,1BH,17H DB22H,2DH,2BH,27H DB32H,30H,3BH,37H RET Y1:DB00H,15H,28H,36H;Y1表格 DB3EH,3EH,36H,28H,00H 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DW164H,15BH,152H,14AH,142H,13BH,134H,12DH DW127H,121H,11BH,115H RET END 结束语 三个半月的宝贵时间，在紧张与充实中度过。第一次进行大 型设计——毕业设计，即带给我成功的喜悦，又让我体验到科研 究人员工作的艰辛。在本次设计过程中，我感触最深的是：设计 态度的认真，设计思维的严谨在整体设计中的重要性；理论问题 与实践操作有不可逾越的差别和必然联系。这一切对我以后的学 习和工作都有很重要的意义。 第一次进行如此大型设计，由于经验不足，在选择设计方案 时犹豫不决，以致于确定方案和查找资料的时间过长。方案确定 后，又由于设计思路不够严谨，出现了反复修改硬件元理图的现 象。比如：8031外扩ROM，开始选用芯片2764，后来由于地址线 不够用，若加一译码器又增大了硬件开支。而且本设计只需用4KB 的存储空间即够用，故不必选用芯片2764，用2732即可。但此 问题直到编写程序时才发现，又不得不修改硬件电路，且重新分 配地址，这样就走了很大的弯路。还比如，就显示问题，开始时 只想到编程简单， 附：英文资料 一种一阶对称PWM交流断路器电压控制器的 新型结构. 摘要：随着功率MOSFET和绝缘栅极晶体管IGBT的广泛使用， 运用于交流负载的新一代简单断路器的前景看好。由于这些新型 功率器件能强制关断和导通的换流来改善和提高功率因数，对大 电感负载依然使用。因此，具有很多的优点的脉宽调制交流断路 器控制器将被代替使用半导体技术的交流控制器。本文中，阐了 一种对称的PWM交流断路器。 关键词：交流断路器，效率周期，谐波干扰，开关作用，对称脉 宽调制，电压控制器。 符号表示: D断流效率周期；L0负载电感；F短路开关的开关函数 R0负载电阻；fs开关频率；THD谐波因数； L i瞬态电感电流；Vsw正线电压的峰值； 0 i为瞬态负载电流 Vs为瞬态电压； s i为瞬态供给电流；Vo为瞬态输出电压； Vr为整流电压；ω为角频率；L为滤波电感 s 开关角频率；Ø功率因数角；C为滤波电容 一、前言 交流电压调节器运用于电力电子系统中，用来控制交流电压 的功率从几瓦到几千瓦范围内的输出。传统中的此类型调节器都 使用相交控制电压控制器，而有一些方法确提供了诸如简便、经 济控制电力器件的能力等。 但这些技术也存在着一些缺点，如有限角的延迟等 随着电力电子技术的变频技术的发展，使改善电力电子器件 的性能成为可能。性线换流交流控制器将被脉宽调制交流断路器 所取代，因为这种器件有优越于所有器件的性能。而且，如果这 些控制器被设计成用来操作【2】－【6】内的断流模型，所有的 问题就将得到改善。这种情况下，输入电压被断流成几断，输出 电压水平也由断流开关作用的负载决定。这样就可以稳定的输入/ 输出波形，叫好的功率因数、瞬态响应，消除了低次谐波，因此 减小了输入输出的滤波参数。【7】－【19】 然而，对交流短路控制器的输入功率因数的关注不够。大 多数研究人员在处理交流断路器时没有考虑到这种控制器的输入 功率因数的变化。[9],[11]-[13]，而其它人员[14]则坚持可使功 率因数与负载功率因数保持一致，且与负载周期之间是相互独立 的。而事实上，无论从理论上还是从实践上来看，这种关系都是 不正确的。因为，线电流中的高阶谐波含量产生于开关器件处理 过程的特性，特别是在负载周期较低的情况下更明显。 此外，由于开关器件还会伴随带来开关器件额外的损耗。所 以，减少开关器件的数量可减少控制花费，提高可靠性，而且高 的开关会带来好的效益。 本论文阐述的是一种新型的对称PWM交流断路电压控制器是 用于一阶系统的[15]、[16]、参考只采用了三个开关器件。调制 开关器件结在与负载相串联的整流桥之间。两个并行的开关器件 连在一起，达到惯性传信的目的。由于参考控制器有很少的被控 开关器件，而且只有很小的功耗，所以该控制器是非常经济的。 二、电路阐述与生成操作 图1（a）给出参考一阶对称PWM交流断路器的结构电路。该 电路有如下特性：该电路可直接进行一阶线性操作，通过两个开 关器件的电压均为线性电压，开关器件的数量有三个。在该方案 中电力回路有整流桥，断路开关器件S和两个与负载并联的开关 器件S1和S2组成。开关器件S被用作简短的控制给的与负载间 的导通霍关端。用它可以调整传送给负载的电量的多少。当该串 联开关器件关断时，S1和S2給负载提供一个惯性滑行的路径，一 释放负载电感所存储的能量。在两个并联开关器件中使用一个两 极真空管的原因是：使存能在遇到反电压的情况下运用与回路中， 且可完成惯性滑行电流的路径。本论文的这一方案采用IGBT作为 开关器件，且该器件的门极控制是基于等PWM技术和邓脉宽的方 法进行控制的。 被控开关器件的开关模式由原电压的极性负载电流决定，且 无论负载电流方向如何，都以这种方式相负载电流提供一条回路。 表一给出了开关器件的开关序列，其中的短路开关器件一直在恒 值的情况下调制的。当给电电压与负载的极性与负载的电流的极 性相同时，开关器件正常工作。产生标准的开关量。在工作过程 中，并联的两个开关器件中一个完全导通，而另一个则完全关段。 也就是说给定电压和附在电流为正时，S2导通、S1关段，反之依 然。而电流和电压的极性不同时则并非如此。并联工作的开关器 件不是由连续的信号控制而是由调节开关器件S的补充信号选通 门极。 如图1（B）所示，当负载电流反相时，正常的开通与关端是 瞬间连续的。通过这种开关模式，无论负载的电流方向如何，总 会存在一条连续的电流回路。由于只有一个开关器件工作，且在 电源电压的半个周期的大多数时间里只有一个惯性滑行器件导 通，所以开关器件的功率显著减少，可是现高效工作。 这种操作方法可分为两种：积极主动方法和惯性滑行方法。 主动方法定义为：被调制开关器件打开时积极活动期，导通电流 经过开关器件S从电压源流进。惯性滑行方法定义为：调制器件S 关段时，负载电流的方向形成传导电流的路径。列如，在惯性滑 行方式下，负载电流时线性的，在S1帮助下固定的通过器件S2， 或在S2的帮助下，通过器件S1。 工作的被控开关器件的逻辑回路在图1（c）中已给出，设计 控制回路应具备; ①产生的门极信号应与给定的负载电流同步。如图1 （b）和表1所示； ②给出改变电极脉冲的负载周期的能力 三、分析 给定电压定义为Vs（t）＝VsmCOSωt…………（1） 此外，ω和Vsm分别是角频率和输入电压的峰值。 当给定开关频率ωs，负载周期常数D时，开关函数 F（t）定义为（2）或[14]， )2(cos 2 )( 1 n s tn n SinD DtF 该函数可用于断路器件S，负载终端的断路调制电压Ur（t） 以一种PWM的形式给出，则断路调制电压可写为： 从（3）式可知，中值断路电压的基本组成峰值Urf和它的总 的谐波电压可写为： )4..(..........(22 1 n sm rnsmrfn SinDV VDVU 由（3）和（4）式可以看到，中值断路电压的基本组成与负 载周期成正比。而负载周期D定义为导通时间Ton与总调制周期 Ts＝Toff＋Ton的比值。 在开关信号的频率与源电压的频率不同抑制了与主比例的主 导和谐。基本输出的电压值可根据负载周期D进行调整，而D又 可以通过一个三阶谐波与一个直流参考信号比较而获得。 设K＝ωs/ω，n＝1，（3）式给出了断路调制电压产生在频 率（K＋1）ω或（K-1）ω时的最低阶谐振，这一点至少在理论上 成立。滤波电容的输入与输出的比值与K成反比。这就指出3这 )3.......()cos( sin cos)()( 1 t n DV tDVtUtFtU n s sm smsr 种控制器的开关频率应保持足够大以满足将主导谐振的阶数提到 很高的地位。 由图3可知，输出滤波器滤去了电压中的谐波分量。图2图 3的输出电压的基本构成为： )5..(.......... 000 00 0rf cLLLc c f V xxjRxxxxx jRxx V 此外： c xLxLx cL 1 00 且Xo》XL，Xc》XL，则输出电压可写为： )6(.......... 0smrff DVVV 若ωs》ω时，谐振阻抗可表示为： )7.........(..........,LnLnxnn ssonss 输出的谐波构成为： )8.........( 0ln 0 rn cninLnononcn oncn on x xxjRxxxxx jRxx V 此外:: n nD VV smrn sin ,对于一大开关频率则（8）式可写 为： )9........( 1 2 ln 2 0 2 2 0 2 rn s rn cn onLN oncn on V LCn V x x Rxx Rxx V 输出电压的谐波分量为：)10(..........2 1 2 n onon VV 电流的基本方程为： )11.........( )()( )( 000 00 rf cLLLc L lf V xxjRxxxxx xxjR I 峰值可简化 为： )12.......( )(0 2 0 2 0 I LR V Irf Lf ，此外 2 0 2 0 0)(LR DV Ism 电流的谐波分量为： )13.........( )()( )( 0 0 rn cnLncnonLncnon cnon Ln V xxjRxxxxx xxjR I ，峰值 可简化为：)14....(.......... 1 2 0 2 2 0 2 Ln V V x V Rxx Rx I s rn rn Ln rn onLn on Ln 感应电流总的谐波分量为：)15...(..........2 1 2 n LnLn II 输出电压可表示为： )16(.......... sin2100 4 2 1 0n nD LCDV V THD n sof on v )17.(.......... sin )(2100 4 2 1 2 0 2 0n nD LD Rx I I THD n s on lf ch iL 输入电流表示为开关函数的积为： ) 2 (cos)(cos sin )cos()()()( 1 0 0 tItn n nDI tDItitFti cs n Ls 从上面可以看出输入电流的基本构成为： )19....(...........sin2 0 2 0 cLcLsf IDIIDII且有效 值为： )20.....(..........) sin (2sin2 1 2 0 2 0 n cLcLsn nD IDIIDII 功率余数可表示为： )21(..........cos s sf I I DF 此外：)22.........( cos sin tan 0 0 1 DI IDI CL 四、输出滤波电路的构成 在系统中输出电压与电流在变化范围内可以设计输出谐波参 数L和C为。从式（17）可知滤波电感L可表示为： )23..(..........21001 2 0 2 0LTHD K xRL i 此外： )24.......(.......... sin1 4 2 1 1n nD D K n s ，将K1带入（16） 式可得：)25........( 1 1 2 2 0 2 0 v i THD LTHD K K xR C ，此外： )26.......(.......... sin1 6 2 1 2 2n nD D K n s ，图（3）给出了开 关频率为10KHz的负载频率相对应的设计因子K1和K2。 相同的方法，输入滤波可减少图（18）式中给出输入滤波电 流的谐波分量。而滤波电容可以在输入电流的THD允许的范围内， 通过假设所有引入的谐波，流过输入滤波电容情况下进行设计。 五、检测控制器的工作情况 为了证明控制器工作的可靠性和调整参考断路器仿真结果的 有效性，我们做了一个的实验模型。负载参数用Lo＝20mH，Ro＝ 10欧。 从图3和（23）～（26）式中，输出滤波频率可由f＝10KHz 时选L＝H，C＝40uF，可得THDsL≤25％和THDv≤1％。D＝时， 也保持了D再0≤D≤10的范围时THDv≤2％。 尽管在短路开关和惯性画行开关之间提供了一适当的脉冲序 列，还要在惯性滑行通道上接一个小电容作为电压抑制器，避免 两个开关器件同时关断时产生的大电压的问题，不同负载条件的 测试结果都接近与预计值。下面将讨论计算过程和实验结果。 图4给出了控制范围内的电压值Vx的标准变化，D从0～10， 包括其基本部分Vrf和总谐波部分Vrn，以及Von的谐波部分。 图5证明了φ＝45度时对于一感性负载的负荷周期D的输出 电压的标准值。显然，再大部分控制范围内，输出电压的基波和 负载周期D是线性关系。 图6给出了中值断路电压的谐波份量以及负荷周期D为，开 关频率为10KHz的滤波输出电压。 图7给出了THDv和THDsL之间的关系，以及对于φ＝45度 时的有（6）（7）所计算的负载周期D对应的滤波电感电流。计算 是考虑-10KHz的开关频率同7给出的低谐波干扰的下的输出电压 和电流，不到2％，这就是所输出电流的谐波份量可以忽略。这 进一步符合我们的假象情况。 图8给出了纯电阻和电感性负载，从控制电路到开关器件S， S1和S2的实验门控信号。当负载为电阻时，类似于模糊控制， 惯性滑行通道和开关器件都是多余的。因此，在这种情况下便非 为简单的逻辑分配。 图9给出了负载断没有低通滤波器情况下，且负载为阴性负 载，开关频率为，负载周期为D＝时的负载电压与负载电流的动 态模拟与实验波形的比较，开关频率是用来说明用的。图9（b） 给出了相同条件下的计算和实验检测的的给定电流的波形。 图10（a）（b）分别演示出了频率为10K时的电压与电流波 形。该图暗示了输出电压与电流的波形纯正弦波情况下的波形， 与负载电流不同，给定电流受到高次谐波的很大干扰，如图10（c） 中所示。 图11给出了开关频率为10KH时，φ＝45度的感性负载的断 路器的工作特性。 图12给出了对应于完全超出控制范围的负载周期下的输入 功率因数的变化。输入功率因数的有输入功率和给定的电压和电 流来决定的。由于存在电流的变形，对称PWM的功率因数很差， 但他仍然必传统的要好。希望获得最好的一致性问题，更多的实 验和分析将继续开展。 六、结论 本论文阐述了一种适应单阶系统，具有较小的控制开关器件 和简单的控制电路的交流断路器电路。该电路考虑到提供一交流 功率范围的控制。出了一般的连续控制范围，输出电压和负载周 期再大多数控制范围内都程线性关系。由于开关的外部特征，开 关频率附近的谐波和它的系数都被滤波器削弱掉，特别的正弦电 压电流波形都可以获得，通过一个纯电感和电阻的例子证明了参 考技术的可能性，与预期效果得到了很好的一致。 回想把参考交流断路器与模糊控制和一阶感性负载的控制向 符合。可以预测，断路器方法在低频时抑制了不利的谐波，进而 改善发动机的工作频率，这一特点是将来工作的主题。